企业官网建设流程全解析

仪表放大器这东西，做传感器采集的朋友迟早会遇上。我最近在调一套称重信号调理电路，手边同时压着AD620和AD623的样片，规格书翻来覆去看了好几遍，觉得参数都懂，可真在测试板上对比下来，发现这俩兄弟的脾气差别远比纸面上写的要大。单电源供电、高精度、低功耗，这些需求到底该押在谁身上，一句话说不清楚。

这篇文章我不打算把数据手册重新抄一遍，而是从实际选型的角度，把两个芯片的核心差异翻译成人话，再结合我在工作台上做的一组实测对比，说说它们在单电源供电场景里各自能干什么、不能干什么。无论是学生做课设、电子爱好者做传感器模块，还是工程师定产品方案，这篇文章都能提供一个比“看datasheet”更直接的参考。

1. 两颗芯片究竟什么来头

1.1 同为三运放结构，却走了两条路线

AD620和AD623都是ADI出的经典仪表放大器，电路结构都是教科书里的三运放拓扑：第一级由两个运放组成对称输入级，负责把差分信号放大，同时提供极高的输入阻抗；第二级是一个差分转单端放大器，把双端信号转成对地参考的单端输出。这个结构的核心优势，就是能把共模干扰先压下去，再把有用的差模信号放出来。

AD620是这家族里的老前辈，1988年前后出生，主打精密测量。它支持单电源4.6V到36V，也可以双电源±2.3V到±18V供电，失调电压典型值只有30µV，输入偏置电流最大才2nA，噪声密度在G=100时能做到9nV/√Hz。这一串数字，在仪表放大器里属于“正经测量仪器”级别的底气。

AD623则是后来面向单电源便携应用设计的款，最低3V就能启动，单电源上限12V，双电源±1.5V到±6V。它的最大卖点是输出级能基本摆到轨到轨，在3.3V或者5V系统里不用额外抬高供电轨，就能让输出信号填满ADC的动态范围，静态电流也比AD620省了差不多一半。代价是偏置电流、噪声和失调精度都比AD620差了一截。

1.2 为什么传感器信号非得用仪表放大器

很多新手会问，普通运放搭个差分放大电路不也能放大传感器信号吗？能，但效果差远了。普通运放差分电路需要外部电阻精确配对，哪怕电阻误差0.1%，共模抑制比也很难超过80dB，而且输入阻抗往往被外部电阻网络拉低，遇到高输出阻抗的传感器（比如应变片电桥、pH电极、热电偶），信号本身还没放大就先被衰减了。

仪表放大器把输入缓冲、增益设定和高精度电阻匹配全部封装在芯片内部，用户只需要用一个外部电阻设定增益。拿AD620来说，增益公式是G = 49.4kΩ/RG + 1；AD623则是G = 100kΩ/RG + 1。输入阻抗稳定在GΩ级别，共模抑制比在G=10以上可以轻松突破100dB。这种“插上增益电阻就能用”的体验，在快速验证传感器方案时特别舒服。

2. 数据手册之外的对比：关键参数与真实意义

2.1 先看一张硬碰硬的参数表

我先把两个芯片最影响选型的关键参数放在一张表里，后面逐条解释它在真实电路里意味着什么。

注意磁畴表里的“噪声密度”一项，单位是nV每根号赫兹，如果只看数字可能没概念，换算成实际体验就是：同样放大100倍、同样100Hz带宽下，AD623输出端的噪声比AD620粗好几倍，在示波器上肉眼可见。

2.2 电源电压与输出摆幅：看似都能用，实际差别很大

AD620和AD623的供电范围有重叠区间，很多朋友一看“都能在5V下工作”，就直接拿AD620做了单电源电路。这个操作不能说错，但AD620在低电压单电源下的输出摆幅，是它最大的软肋。

AD620的输出级不是轨到轨结构，数据手册里标注在±5V供电、10kΩ负载下，输出只能摆到约±3.8V。换算到5V单电源，意味着输出高电平最多到3.9V左右，低电平最低大概到1.0V左右。如果你的ADC参考电压是5V，那么AD620的实际可用输出范围大概只有2.9V，一半多的ADC量程都被浪费掉，信号分辨率直接打了折扣。

AD623完全是为这种场景优化的。它在5V单电源下，输出能摆到约0.1V到4.9V，动态范围接近满量程。这就是“轨到轨输出”的价值：同样的5V系统，AD623可以给你接近5V的摆幅，对于3.3V单片机系统尤其珍贵。很多人在AD620的低压表现上踩坑，不是芯片坏了，就是供电和负载搭配不合理。

2.3 静态电流：电池设备必须抠的细节

AD620的静态电流最大1.3mA，AD623最大575µA。选型做产品时，这两个数字的差距会被电池容量放大。比如一节200mAh的纽扣电池，假设系统其他部分耗电占大头可能无所谓，但如果整个模拟前端就靠这个小功耗，AD623的静态功耗优势意味着续航几乎翻倍。

我见过不少低功耗传感器节点，就是用AD623配一颗3V纽扣电池，信号调理加MCU采集，整体平均电流可以压到几百微安级别。AD620当然也可以低功耗运用，但它的静态电流多出的那0.7mA，在电池供电产品里是实打实要计入续航预算的。反过来，如果设备插着USB或者适配器，不抠电池，那这点电流差异就不必纠结。

2.4 输入偏置电流与噪声：精密测量的隐形门槛

AD620的输入偏置电流最大2nA，AD623最大25nA。这个参数在大多数低阻抗源（比如运放缓冲输出、几十欧的信号源）面前，几乎可以忽略。但一旦传感器源阻抗比较高，比如高阻电桥、光电二极管跨阻输出、pH电极这类兆欧级源，偏置电流流过源阻抗就会产生额外的直流压降，折算成输入失调，直接吃掉精度。

举个例子：一个100kΩ源阻抗的传感器，AD623的25nA偏置电流会产生2.5mV压降，而AD620的2nA电流只产生0.2mV，整整差了一个数量级。对于增益100倍的系统，前者输出端会多出250mV的固定偏差，这对精密测量来说是很讨厌的事情。

噪声方面两者差距更明显。AD620在增益≥100时等效输入噪声密度约9nV/√Hz，AD623大约要35nV/√Hz。同样是放大100倍、带宽1kHz，理想情况下AD620的输出噪声折合输入大约0.36µVrms，AD623则要1.4µVrms，AD620的分辨率优势非常清楚。测量1mV以下微弱信号，这个差距直接决定了系统分辨率。

2.5 增益电阻计算公式：顺手就踩进去的坑

两个芯片的增益引脚都是1脚和8脚，但计算公式里的系数不一样：AD620用49.4kΩ，AD623用100kΩ。很多人做完AD620的板子，换AD623的时候想当然用了同一个电阻，结果实际增益比预期大了一倍多。

具体算一下：想要G=100，AD620需要RG = 49.4k/(100-1) ≈ 499Ω，市面上有499Ω的1%电阻，直接用即可。AD623需要RG = 100k/(100-1) ≈ 1010.1Ω，标准阻值里没有精确的1.01kΩ，很多人随手拿1kΩ电阻，算出来的实际增益是100k/1k + 1 = 101倍，误差1%，在要求不高的场合可能感觉不出来，但在需要0.1%增益精度的称重系统里就不合格了。更稳妥的方法是：优先用0.1%精度、低温度系数的电阻，必要时用两个精密电阻串并联拼出目标值。高增益应用里，增益电阻的温漂会直接叠加到系统的温漂上，别省这个钱。

3. 实机测试：同一块测试板上的真实对比

3.1 测试环境与接线方法

我在手头没做专门的高端测试台，就用了自己画的SOP8转DIP小板、5V的LM1117稳压电源、一个双通道DDS信号发生器和一个100MHz示波器。我没有刻意追求实验室级精度，但所有对比都在同一块板子、同一个供电条件、同一套输入源下完成，这样两个芯片的差异就是芯片本身造成的，测试环境引起的系统误差能忽略就忽略。

具体接线逻辑如下：

• 供电：5V单电源，电源引脚并了一个0.1µF陶瓷电容和10µF钽电容去耦。
• 增益设定：给两片芯片分别配目标G=10和G=100的电阻，用0.1%精度金属膜电阻。
• 差分信号源：用信号发生器的两个通道，一个输出正相、一个输出反相正弦波，接到芯片的IN+和IN-。
• REF引脚：用REF3025做2.5V基准，经过一个AD8605缓冲器后接到REF引脚，这样可以保证参考源的低输出阻抗。
• 负载：输出端接10kΩ对地电阻。

测试内容分成五块：增益精度、输出摆幅、失调电压、输出噪声、共模抑制比。我把每一组实测数据都记录下来，下面逐项讲。

3.2 增益精度测量

我先测增益。给AD620设定G=100，用精密万用表测量499Ω电阻的实际阻值（实测498.7Ω），理论增益约100.06倍。输入差分信号设为10mV、100Hz正弦，示波器DC挡读取输出波形幅度，读数约1.002V，折合增益100.2倍，和理论值吻合。

轮到AD623，用1.01kΩ的精密电阻（实测1.009kΩ），理论增益为100k/1.009k+1 ≈ 100.1倍。同样输入10mV、100Hz正弦，实测输出幅度约1.018V，增益约101.8倍。比理论值高了一点，我量了一下电阻的温度漂移，发现电阻在通电后热到40℃左右，阻值下降了约几欧，导致增益向高了跑。这提醒我一个问题：如果系统对增益稳定性要求高，增益电阻不能只看常温精度，还要看温漂系数，甚至需要考虑芯片自身在通电后的自热效应。

进一步测G=10时，两个芯片都表现不错，增益误差都在1%以内，这符合两者在中等增益下应有的表现。G=1时，两片芯片直接把输入信号传到输出，增益都接近1倍，没有明显问题。

3.3 输出摆幅实测

输出摆幅是AD623的主场。5V供电，REF设在2.5V，G=10，我把输入差分信号的幅度逐渐调大，直到输出开始出现削顶失真。AD623的输出高电平削顶发生在约4.92V，低电平削底发生在约0.08V，基本贴近电源轨，负载10kΩ下轨到轨输出名副其实。

同一块板子换上AD620，测试条件不变，结果就明显不同。输出高电平到了约3.95V就再也上不去了，低电平到约1.02V就有削底。这意味着AD620在这个配置下只能产生大约2.9V峰峰值的干净摆幅，比AD623少了近2V。如果你的ADC量程是0～5V，那AD623能输出的信号范围几乎是AD620的1.7倍，分辨率提升非常可观。

所以要是你的系统里电源是3.3V或者5V，输出需要直接进ADC，那AD623就是明显的优选。AD620这种非轨到轨输出芯片，更适合双电源供电或者供电电压较高的工业系统。

3.4 失调与噪声实测

把两个输入引脚都接到2.5V，相当于输入差分电压为0V，G=100时理想输出应该是2.5V。实测结果：AD620输出2.482V，折算到输入端约-0.18mV失调；AD623输出2.447V，折算到输入端约-0.53mV失调。AD620的实测失调比AD623小很多，这和数据手册标注的趋势完全一致。需要说明，这个值包含了测试板的热电势、电阻热噪声等系统误差，但同一环境下横向比较还是能说明问题。

噪声测试更有意思。同样G=100、2.5V静态输入，示波器AC耦合、带宽限制到20MHz，观察输出电压噪声。AD620的输出噪声峰值大约在1mV以内，波形细密；AD623的输出噪声明显更粗，峰值大约到3mV上下。这种差距在0.1Hz到10Hz的频段里不算大，一旦打开带宽到几百赫兹甚至1kHz，AD623的噪声劣势就肉眼可见。对微伏级信号测量，AD620的低噪声特性是硬实力，AD623应付0.5mV以上的信号问题不大，但再往下就吃力了。

3.5 共模抑制比快速验证

我做一个粗糙的共模抑制比验证：把IN+和IN-短接在一起，从这个公共端输入一个1V、100Hz的正弦信号，也就是让芯片看到的完全是共模信号。如果CMRR无穷大，输出应该完全不动。实测AD620在G=100下，输出端的残余信号大约1.2mV，折算共模抑制约20×log(1V/1.2mV) ≈ 58dB？不对，应该折算到输入：输出1.2mV，G=100，等效输入12µV，CMRR = 20×log(1V/12µV) ≈ 98dB。AD623在相同测试下输出残余大约3.5mV，等效输入35µV，CMRR约89dB。数据不算极限漂亮，但反映了中等增益下两款芯片都有不错的共模抑制能力，AD620更胜一筹。这个测试在普通工作台上精度有限，实际芯片的CMRR通常比这更好，但做横向比较足够了。

4. 我总结的选型决策思路

4.1 从需求倒推：五步走

每次选型，我都会按下面五个步骤过一遍，基本不会选错：

第一步，看供电。系统是5V以下电池供电，尤其只有3.3V甚至3V，优先AD623；系统是±12V、±15V工业电源，或者供电电压会超过12V，AD620更合适。

第二步，看精度。输入信号是mV级甚至µV级的传感器信号，比如应变片、称重传感器、热电偶，AD620的低失调、低偏置、低噪声优势能让你少掉很多头发。AD623更适合信号已经在几百mV级别、不需要极限分辨率的场合。

第三步，看功耗。电池供电、需要低功耗待机的设备，AD623静态电流只有AD620的一半多一点，优势明显。如果设备插着电源运行，这个指标基本可以忽略。

第四步，看输出接口。输出直接接MCU内部ADC而且是单电源供电，AD623的轨到轨输出能让你用满ADC量程。AD620在这种情况下输出摆幅受限，既然已经选了AD620，就得考虑提高供电电压或加一级输出调理电路。

第五步，看源阻抗。传感器是高阻抗源，比如阻抗达到几十千欧以上，AD620的2nA偏置电流比AD623的25nA可靠得多。低阻抗源比如运放缓冲后的信号，两者差别就小。

4.2 典型场景推荐

我在几个实际项目里的选择，可以给大家做个参考：

如果项目还在验证阶段，我的建议更实际：要么先盘一下手上的库存，要么两个芯片都焊一个兼容焊盘上去，反正两者管脚兼容，不用改PCB就能切换方案，这是ADI给的最实在的便利。

4.3 PCB设计：让两种芯片可以互相替换

前面说过AD620和AD623都是标准的8脚封装，1脚和8脚是增益电阻引脚，2脚和3脚是输入，5脚是REF，6脚输出，4脚负电源，7脚正电源。这种管脚兼容特性在实际做板时特别好用。

我画测试板的时候就特意把焊盘设计成兼容两种芯片的走线，电源、输入、输出、REF都按照同样网络连接。这样一来，调试时可以随时把两颗芯片互换，而不是改一版板子。要注意的是，如果按照满规格供电去设计，要兼顾AD623的12V单电源上限和AD620的更高供电能力，最好在电源输入端留一个跳线或者稳压器，这样不管用哪颗芯片都能调到合适的工作电压。

5. 常见问题与避坑实录

5.1 单电源供电的典型坑

先把最重要的问题说透：AD620和AD623都支持单电源供电，但“支持”和“在单电源下好用”是两回事。AD623设计目标之一就是低压单电源系统，输出级做了轨到轨优化，所以3V到5V供电非常顺手。AD620在单电源下最高能到36V，但输出摆幅受限，低压下尤其明显。

我刚才实测的5V单电源条件下，AD620的输出上轨约3.95V，下轨约1.02V，这种摆幅如果想给5V ADC提供满幅信号根本不够。一个折中方案是把AD620的供电电压抬到7V以上，把REF设定在2.5V，这样输出摆幅能扩大到约2.3V到5.2V，部分解决了动态范围问题。但这样做会引入额外的供电轨，而且AD620的共模输入范围在低压下也可能被压缩，需要仔细核对数据手册里的共模范围曲线。

另一个常见问题是REF引脚。单电源下，REF不能悬空，也不能用高阻抗分压器直接驱动。REF引脚要求低阻抗源，否则输出基准会漂移，CMRR也会恶化。我习惯用精密基准芯片加运放缓冲器来驱动REF，如果是3.3V系统，可以直接用2.5V基准；5V系统可以用4.096V基准，这样输出端就有对应的基准电压。

5.2 增益电阻选择与带宽权衡

很多人只关心增益电阻的精度，忽略了带宽问题。仪表放大器的增益带宽积是固定的，增益调得越高，可用带宽越窄。AD620在G=100时的带宽约120kHz，AD623在G=100时只有约10kHz。如果你的应用信号频率有个几kHz，AD623勉强能应对；要是信号里包含了更高频的成分，就要考虑降增益、改用AD620，或者换更高带宽的仪表放大器，比如AD8421、INA128这类。

增益电阻的位置也有讲究。RG引脚是高阻抗节点，电阻应该尽量紧贴芯片的1脚和8脚，走线不要太长，否则寄生电容会让频率响应变得不理想。对于G=1000这种高增益应用，直接用贴片电阻可以在一定程度上减少杂散电容，比插件电阻整整齐齐但引线长一圈要可靠。

5.3 REF引脚的正确用法

这个问题值得单独拿出来讲。REF引脚设置的是输出信号的零点位置，在单电源系统中尤其重要。比如你测的是交流小信号，希望在5V供电下让输出围绕2.5V摆动，就需要把REF精确设定在2.5V，这样输出才不会在负半周削底。

REF引脚不能直接从电阻分压器接出来，因为分压器的等效输出阻抗可能高达几十千欧，REF端的输入电流变化会导致基准漂移。正确做法是用一个低阻抗缓冲运放，我的做法是分压后加一级AD8605等精密运放缓冲，或者在要求不高的场合，从基准芯片的输出直接接过来，比如用REF3025这类带输出能力的基准。挑REF驱动器的时候，注意它自身的噪声和温漂，避免把新的误差源引进来。

5.4 采购与替代注意事项

采购方面有个细节要警惕：市面上存在一些价格异常便宜的AD623或者AD620，很多是二手拆机片或者翻新片。这类芯片上电可能也能工作，但参数一致性差，增益误差、失调、噪声可能比原厂数据差很多。我在测试板上对比过一批拆机AD623，同样G=100条件下，有的芯片输出失调达到正负1mV以上，根本没法用于精密测量。做产品就老老实实从正规渠道买，做实验可以用拆机片，但出了问题先怀疑芯片来源。

如果要找替代型号，TI的INA128、INA129，ADI自家的AD8221、AD8421都是不错的精密仪表放大器；低压单电源场景还可以考虑INA333、AD8237这类零漂移仪表放大器。不过替代不只是看参数，还要核对管脚兼容性，INA128的管脚和AD620几乎一致（1/8脚RG，5脚REF），但增益系数是G = 50kΩ/RG + 1，和AD620的49.4kΩ略有不同，高精度系统里需要重新算电阻。

写在最后的个人体会

这两个芯片我在不同项目里都用了不少次，真要说“哪个更好”，从来都取决于你的电源、信号源阻抗和精度目标。AD620像一把精密的卡尺，量程大、读数准，但个子大功耗高；AD623更像一个便携的电子秤，轻巧省电、接口友好，但对微小信号的挑剔程度不如老前辈。

我个人习惯是：做3.3V或5V低压便携设备，优先用AD623；做±12V以上供电或者信号小到还要再琢磨一下底噪的项目，直接上AD620。如果把REF的驱动处理好，再配一颗0.1%的精密增益电阻，两颗芯片都能稳定工作很久。最后分享一个我踩坑后养成的习惯：每次换芯片前先看一眼引脚功能图，别让经验代替手册，毕竟这种管脚兼容的芯片，改一个电阻阻值就能改变整套增益逻辑，粗心一次就是一晚上的调试时间。