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调试一块精密传感器的供电电路时，最难缠的往往不是上电瞬间的大电流冲击，也不是长时间工作后的温漂，而是频谱仪上那几根压不下去的毛刺。你把DC-DC换成了LDO，结果低频纹波是被吃掉了一截，可高频分量还是愁人——这时候就该静下心来，把LDO的纹波抑制比（PSRR）彻底搞明白。

这篇文章不打算做纯理论推演，更多是站在选型和实测的角度说话。我会从PSRR的物理来源讲起，聊清楚曲线特征怎么读、哪些参数真正决定选型，再给出一套可执行的测量方法和避坑清单。不管你是刚接触电源设计的新人，还是常年和噪声搏斗的硬件老手，这篇内容都值得存下来，下次画原理图或写测试报告时直接照抄思路。

1. LDO纹波抑制比到底是什么

1.1 从LDO工作原理看PSRR的物理来源

LDO的全称是Low Dropout Regulator，低压差线性稳压器。从名字就能看出它和普通线性稳压器的差别——输入输出之间的压差可以做得非常低，靠的就是把调整管做成单一的导通器件而不是达林顿结构。输入端的电压经过调整管的分压调节，再经过反馈网络稳定在设定值上，输出端电压就等于基准电压乘以反馈分压比。

那输入端的纹波是怎么影响输出的？核心路径有三条：第一是误差放大器把输入电压变化当成扰动，通过反馈环路去抵消它，但环路增益有限，不可能完全抵消干净；第二是调整管的源漏之间本身存在导通电阻和寄生电容，高频时这些寄生参数会把输入侧的纹波直接耦合到输出侧；第三条路径更隐蔽，输入电压变化会引起调整管的工作点微变，哪怕环路在拼命修正，响应速度和幅度也赶不上输入变化的频率。

PSRR的定义就是在同等条件下，输入纹波幅度与输出纹波幅度之比的对数形式，写成公式就是PSRR = 20 × log(Vin_ripple / Vout_ripple)，单位是dB。dB越高，说明LDO把纹波压得越狠。比如一个LDO在100kHz处的PSRR是60dB，那意味着1V的输入纹波，到输出端理论上只剩1mV。

不过实际当中很少有人拿DC信号或者极低频去测PSRR，因为真正需要抑制的干扰大多是DC-DC开关噪声、工频纹波这类有明确频率成分的信号。所以在工程语境下，PSRR通常指的就是“某个特定频率下、特定负载条件下”的实测值，没有频率、没有负载就说PSRR多少dB，基本等于耍流氓。

1.2 PSRR曲线的三段式特征解读

几乎每一颗LDO的手册里都会给出PSRR vs Frequency的关系曲线，横轴是频率，纵轴是PSRR。大多数器件的曲线可以粗略分成三段：低频段、中频段、高频段，每一段的物理机理完全不同，读曲线的门槛也就在这儿。

低频段通常在100Hz到10kHz之间，这段区域内PSRR主要由环路增益决定。误差放大器在低频时有很高的开环增益，所以反馈能够非常高效地修正输入扰动，普通LDO在这段可以做到60dB到80dB的表现。你如果只看手册首页那个“PSRR 70dB@1kHz”的标注，其实看的就是这段数字。

中频段大致在10kHz到100kHz之间，环路增益开始随频率滚降，误差放大器的带宽也到这个极限了，PSRR逐步掉下来。有些LDO会在几十kHz附近出现一个凹陷甚至反向峰值，这和内部补偿网络的零点、极点配置有关，不一定代表器件有问题，但选型时必须注意这个凹陷是否落在你系统的工作频段内。

高频段超过100kHz之后，反馈环路基本已无力回天，PSRR的走势更多取决于调整管的寄生电容、输出电容的ESR以及PCB寄生参数。这时候LDO对高频纹波的抑制能力可能只剩30dB甚至更低，如果PCB布局再不合理，输出侧纹波和输入侧几乎就差不了多少。这也是为什么很多电路在LDO后面还要加π型滤波器或者磁珠的原因。

读一条PSRR曲线，本质上就是读一颗LDO在开环增益、环路带宽、寄生参数三重影响下的综合表现。选型的时候别只盯着某一个频点的数值，把工作频段里的整条曲线拉出来看，才知道这颗料到底顶不顶得住。

2. 影响PSRR的关键因素与选型要点

2.1 环路增益：低频段PSRR的决定因素

低频段的PSRR几乎完全被环路增益绑住。LDO的反馈环路里包含了误差放大器、调整管、分压电阻以及补偿网络，整个环路在某个频段的开环增益越高，它对输入扰动的抑制能力也越强。换句话说，低频PSRR主要由两点决定：误差放大器的增益足够高，以及整个环路的频率补偿没有在这个频段引入明显衰减。

举个例子，同一颗LDO在不同负载电流下的低频PSRR可能差出10dB以上。原因很简单：调整管的跨导和工作点都随负载变化，轻载时环路增益更高，重载时跨导下降，环路增益跟着掉，PSRR自然缩水。很多工程师测出来PSRR达不到手册值，第一反应是测量方法有误，其实很可能就是负载条件没对上手册的测试条件。

选型时想提升低频PSRR，没有太多捷径，就是挑一颗开环增益做得高的料。具体可以从手册里看两个地方：一个是“负载调整率”指标，负载调整率做得越小，通常意味着环路增益越高；另一个是高精度基准电压源的选择，内置基准的噪声和漂移会直接影响环路在低频的行为。常见的负反馈结构LDO在低频段能做到70dB已经是相当不错的成绩，别指望一颗通用料在1kHz以下轻轻松松破80dB，那基本都是带专用低噪声架构的器件。

2.2 输出电容：中高频段的隐藏开关

很多人忽略输出电容对PSRR的影响，觉得电容嘛，挑个容量差不多、ESR足够低不就行了。实测下来完全不是这么回事。输出电容其实在LDO的环路里扮演着第二个极点甚至零点制造者的角色，它不仅影响环路稳定性，还直接影响中高频段的PSRR曲线形状。

输出电容与LDO内部调整管的输出阻抗构成一个极点，频率取RC乘积。如果这个极点落在环路带宽之内，环路会在对应频段出现额外衰减，PSRR也会跟着掉。反过来，如果输出电容的ESR比较大，ESR零点会提前出现，把环路的相位裕度拉回来，甚至让PSRR曲线在中频段形成一个凸起。这就是为什么某些LDO手册推荐使用特定ESR范围的输出电容，你换了低ESR的MLCC，稳定性好了，中频PSRR反而可能变差。

我的习惯是根据LDO数据手册中的推荐容值和ESR范围来选择输出电容，别擅自把10μF换成100μF。如果对EMC有要求，可以在输出端并联一颗小容值的MLCC滤高频，但这颗电容不能放在反馈采样点之后，否则会把环路补偿搞乱。中高频PSRR本来就很难做，别因为一颗电容让前面的努力白费。

2.3 负载电流、压差与温度对PSRR的影响

手册上给出的PSRR通常是在某一固定负载电流和典型压差下标定的，但实际应用中负载是动态的，压差也不是恒定的。这三个变量的影响如果不搞清楚，选型参数和实测结果对不上号很正常。

负载电流增大时，调整管的跨导升高但增益下降，同时环路带宽会略微变化，综合结果往往是高中频段PSRR下降。有些低功耗LDO在轻载时能跑到70dB@10kHz，满载时可能掉到50dB出头。如果你的系统负载波动范围很大，选型时要用最恶劣负载下的PSRR来评估，而不是拿轻载数据撑门面。

输入输出电压差对PSRR的影响更隐蔽。压差越大，调整管工作在更深的线性区，其输出阻抗和寄生电容变化会改变环路的增益和相位特性。实测中我发现，当压差接近LDO的dropout电压时，PSRR通常会有明显衰减，因为调整管已经快退出线性区了。而压差稍微拉大一点，PSRR又能恢复。这也是为什么很多敏感的模拟电路会给LDO留出足够的压差余量，同时配合低dropout特性来平衡发热。

温度方面，LDO的内部基准电压和误差放大器的失调电压都会随温度漂移，PSRR的绝对数值当然也会跟着动，但通常变化幅度在几个dB之内，不至于成为选型的决定因素。不过做高低温测试时最好把PSRR的衰减也纳入观察范围，有些廉价LDO在低温下环路增益掉得特别快，PSRR直降十几dB的情况我也见过。

3. 选型实战：看懂PSRR曲线再下单

3.1 三步定位法：实际噪声频率映射到曲线

选型的第一步不是打开选型工具，而是先问自己一个问题：我的系统里到底有哪些频率的干扰必须被抑制？把干扰频率列表写出来，再拿LDO的PSRR曲线逐条对照，选型会变得非常快。

举个例子，DC-DC开关电源输出的纹波通常在几百kHz到几MHz，这个频段LDO的PSRR本来就掉得很厉害，多数通用LDO在1MHz处只剩下30~40dB。如果你指望一颗LDO把DC-DC开关噪声全部吃掉，大概率要失望，这时应该考虑多级方案或者先加π型滤波器把高频成分压下去。反过来说，如果你的干扰源主要是50Hz工频或100Hz整流纹波，那几乎所有LDO都能轻松搞定，重点反而放在基准噪声和输出噪声上。

选型时的三步法可以这样操作：

第一步，把系统内所有干扰源的工作频率写下来，包括主电源的开关频率、电机PWM频率、通信模块的射频泄漏频率等等。第二步，把每颗候选LDO的PSRR曲线中对应频点的数值标出来，至少看100Hz、1kHz、10kHz、100kHz、1MHz这五个点。第三步，把需要的纹波抑制总量算出来，除以候选LDO在该频点的PSRR，得到剩余的纹波幅度，判断它是否在系统电源噪声预算内。

比如输入纹波是50mV，系统允许的电源噪声是1mV，那需要大约34dB的抑制量。如果候选LDO在干扰频点的PSRR只有25dB，那它就满足不了需求。这种量化计算只需要几分钟，但能避免很多“先买回来试试看”的弯路。

3.2 器件级联与滤波器协同方案

单颗LDO的PSRR在高频段天然有天花板，这个时候常见的工程做法是：多级级联LDO、LDO前加RC或π型滤波器、或者在LDO后加磁珠。多级级联的PSRR近似等于各级PSRR之和，这个结论来自小信号模型的叠加：每级对应输入扰动的衰减相互独立。实际测试中我见过用两颗LDO级联把10kHz处的抑制量做到120dB以上，当然代价是压差、功耗和PCB面积都上去了，而且第二级的输入噪声必须足够干净，否则你只是把噪声问题往后挪了一级。

π型滤波器和LDO的协同也很常见。在LDO前级用LC或RC滤波，先把高频纹波压低到LDO的有效工作区间，再让LDO处理低频段和残余中频。这里要注意的是LC滤波的谐振点，别把谐振峰正好安排在LDO的PSRR弱点上，否则有可能放大原来想压掉的噪声。

最后是磁珠加输出电容的组合。磁珠在几百MHz的高频下呈现高阻抗，与输出电容构成低通滤波，可以把超高频段补强，但磁珠的直流电阻会带来压降，而且大负载电流下压降比较可观。所以这招更适合小电流高精度的模拟电源轨，不太适合动不动几安培的系统供电。

3.3 几颗主流器件的PSRR横向对比

我这里举几颗常见的料，帮大家建立一个大致的选型标尺。注意数据以典型手册值为参考，不同批次和具体配置会有差异，采购前一定要以最新版手册为准。

第一梯队的低噪声LDO，比如ADI的LT3045系列，在10kHz的PSRR可以做到70dB以上，1MHz也能维持在50dB上下，这得益于它内部用了超大环路增益和专门的低噪声结构，代价是外围需要两颗大尺寸的降噪电容，PCB面积和BOM成本都不小。

第二梯队是通用LDO的代表，比如TI的TPS7A47系列，它在中频段的表现也不错，100kHz的PSRR大约在50dB左右，1MHz在30dB上下，适合对噪声有要求但不是极致敏感的模拟前端场景。

第三梯队是常规型LDO，比如AMS1117这类老面孔，在1kHz的PSRR大约60~70dB，到了100kHz直接掉到30dB以下，再往上就基本没有抑制作用了。它们适合逻辑电路供电或者对噪声敏感度不高的场合，用在精密传感器供电上很容易翻车。

横向对比的目的不是告诉大家哪颗料一定好，而是让各位建立一个直觉：PSRR的天花板由器件的架构决定，选LDO时先看架构，再看曲线，最后才参考单个频点数据。

4. PSRR测量实战：从搭建到读数

4.1 测量方案与仪器选择

LDO纹波抑制比的测量，本质上是在输入端口注入一个叠加在直流上的交流纹波，然后同时测量输入侧和输出侧的交流幅度，求比值取对数。听起来简单，实际想测准需要解决两个难题：如何把已知幅度的纹波干净地注入到LDO输入端，以及如何在输出端分辨出比输入小几个数量级的微弱纹波。

仪器方面，我常用的方案是信号发生器加功率放大器做干扰源，示波器加FFT功能做采集分析。信号发生器负责产生正弦波，频率从100Hz扫到1MHz甚至更高；功率放大器把正弦波幅度放大到数百毫伏到伏特级，用来充分激励LDO；示波器用两个通道同时采集输入输出电压波形，开启FFT后读取对应频率的幅度差。

如果对精度要求更高，可以用矢量网络分析仪（VNA）的S21模式直接测增益曲线，但VNA的输入端口阻抗通常只有50Ω，而LDO的输入阻抗并不是50Ω，直接测会导致反射误差。所以VNA测试一般要加隔离器和偏置网络，操作门槛比示波器高不少。对绝大多数硬件团队来说，示波器加FFT的方案在100Hz到10MHz的频率范围内已经足够用了。

4.2 测量流程与关键接线细节

我把测量流程按步骤拆开，标出每一个容易翻车的点。

准备工作：把LDO的输入直流源设置为目标电压，输出端先接好负载，负载用电子负载或者精密电阻都行，关键是要能固定住负载电流。干扰信号的幅度建议从100mVpp开始，频率从低到高扫。输入端的直流电源和干扰信号之间需要加隔离，我习惯用偏置器（Bias Tee）把直流和交流混合在一起，没有现成偏置器的话，也可以在信号发生器输出端串联一个隔直电容，再并到直流电源输出线上。

接线时几个容易出问题的细节：

第一，测量点必须贴近LDO的输入输出引脚。不要直接测电源线末端的电压就完事，电源线本身的电阻和电感会产生压降和振铃，测到的数据反映的不是LDO真实性能，而是整个供电链路的混叠。

第二，探头要用差分探头或者至少用短接地弹簧的探头。普通探头的长接地线在几百kHz以上有很明显的高频谐振，测出来的输出纹波可能带上一堆假的振铃分量，PSRR读出来自然不准。

第三，输入干扰信号不要注入得太大。注入幅度过大会让LDO进入非线性区，误差放大器饱和，PSRR数据会明显变差。我一般从100mVpp开始，如果输出纹波无法在FFT中分辨，再适当提高到200到500mVpp，但要时刻观察输出波形是否有削顶或明显畸变。

数据读取方面，我一般是把示波器的FFT开在两个通道上，分别读取输入侧和输出侧在同一频率点的幅度谱线，然后两者相减并换算成dB。每次切换频率后要等波形稳定下来再读数据，采样率固定在20MSa/s以上，FFT点数用4K或8K，窗函数选汉宁窗，这样频谱泄露能控制在一个可以接受的范围内。

4.3 实测数据与曲线解读

以我用过的一颗中等性能LDO为例，测试条件：输入5V，输出3.3V，负载100mA，干扰信号幅度200mVpp。实测100Hz处的输入输出幅度差大约是52mV对0.5mV，换算成PSRR约为40dB，这个值明显偏低，因为此时输入侧纹波经过电源线传导、探头接地不良等因素被衰减了一部分。

重新调整接线，把测量点贴到LDO引脚附近，并给示波器探头加上短接地弹簧后再测，100Hz的实测PSRR提升到了61dB，1kHz为64dB，10kHz为62dB，100kHz掉到48dB，1MHz只剩28dB。这组数据和手册值已经比较接近，中高频段的衰减趋势也完全符合前面说的物理机制。

一个特别值得留意的现象是，在300kHz附近实测PSRR比相邻频点低了不少，后来检查发现是因为输出端到探头之间的回路面积太大，形成了额外的电感，和输出电容构成了一个串联谐振。这明显是测量引入的假象，把探头改到最短路径后这个凹陷就消失了。所以说，测量时先怀疑寄生参数，再怀疑LDO本身，这是一条很重要的原则。

4.4 测量中常见的坑

我把这几年踩过的测量坑整理成一个清单：

第一，输入电源的切换噪声污染测量结果。实验室直流电源本身可能带有开关噪声，如果不加滤波，你测出的“输入纹波”其实包含了很多非目标频率的成分，FFT读谱线时容易读错频点。建议在直流源输出端并联一颗大容量电解电容加一颗MLCC，把电源自身噪声压下去。

第二，负载电流不稳定。如果你用的是电子负载，它自身的调整管噪声和纹波会反向耦合到输出端，直接影响输入输出幅度差的读数。应对措施是输出端接一颗1μF左右的MLCC，把高频噪声就地旁路掉，同时尽量用电池或线性电源给LDO做输入直流偏置，降低前级噪声本底。

第三，FFT窗函数选择不当导致频谱泄露。正弦扫频时若信号频率与FFT分辨率不匹配，谱线会又宽又低，幅度读数严重偏低。我一般会先做一次连续扫频找峰值，再根据峰值频率精细设置FFT中心频率，幅度读数会准确很多。

第四，干扰信号源自身的谐波失真。功率放大器输出正弦波时总会带一些二次、三次谐波，如果这些谐波功率不小，在高频段测量时会把真实的PSRR曲线污染。解决办法是注入前先看功率放大器输出频谱，确保目标频率的基波占比超过99%。

5. 常见问题与排错速查

5.1 实测PSRR和手册差很多，问题出在哪

这个应该是遇到频率最高的问题了。我自己刚开始测PSRR时也栽过跟头，后来归结了一下，差异一般来自下边几个方向。

第一个排查点是负载电流。手册上的PSRR通常标注用多大负载测的，你如果是空载测的，和手册差距可能不大；但如果你是满载、甚至超出额定负载测的，那PSRR比手册低十几dB是很正常的现象，这不是测量错误。对照手册时先确认测试条件一致，再讨论数据差异。

第二个排查点是压差。LDO若工作在dropout附近，调整管的线性区间已经很窄了，PSRR会急剧恶化。建议测试时把输入电压调到手册推荐值，至少预留几百毫伏的压差余量。

第三个排查点是探头和接地。输出端5mV纹波在示波器屏幕上本来就很小，如果此时探头的地线很长，示波器本底噪声可能直接盖过真实信号。换上短接地弹簧、把通道量程设到最灵敏档，一定要确保读到的是信号而不是噪声。

第四个排查点很少被人想到：你测的纹波频率，到底是不是手册PSRR曲线上的频率？有些工程师拿方波或三角波去测PSRR，拿FFT主峰读数据，结果读取的是基波，可方波谐波的能量也不小，输出侧谐波被抑制的程度和基波又不一样，最后读数不准。规范做法是用干净的正弦波作为输入纹波源。

5.2 提升PSRR的几种PCB布线技巧

很多时候LDO的PSRR理论上达标，实际系统里表现却不好，锅在PCB布局。我总结了几条能直接落地的布线技巧。

第一条，输入输出引脚之间的高频回路面积要尽量小。输入电容和输出电容的地引脚都应该就近接到IC地焊盘附近的同一个过孔上，不要让环路电流绕一大圈再回流，否则环路电感会把高频纹波重新耦合到输出端。

第二条，反馈采样点必须放在输出电容之后且远离开关噪声源。有些设计为了节省过孔，把反馈走线拉得很长，结果开关节点的高频噪声通过空间耦合进反馈网络，LDO环路会把这种耦合进来的噪声当成输出电压误差持续修正，PSRR直接报废。

第三条，给输入侧加多层去耦电容网络。高频去耦靠100nF的MLCC，低频大纹波靠10μF以上的电解电容，两者都要尽量靠近引脚。输入侧的干净程度决定了LDO输出的上限，前级滤波做得好，LDO的压力就小得多。我在实际项目中为了提高音频电路的电源纯净度，甚至会在LDO输入端增加两级陶瓷电容串联，配合磁珠形成完整的电源净化链。

第四条，如果追求极致的高频PSRR，可以考虑把LDO输出端直接铺地边缘接一个共面波导结构来隔离输入输出侧的高频场耦合。不过这个操作对普通的仿真工具而言基本无解，靠经验成分很大，普通应用不必强行追求。

5.3 快速选型自检清单

最后给一张选型自检清单，每次定LDO之前对照着过一遍，能省掉不少后续调试时间。

• 明确干扰频率：写下系统所有干扰源的工作频率，尤其是DC-DC开关频率及其谐波。
• 核对PSRR曲线：至少看100Hz到1MHz的整条曲线，不要只盯着单个频点。
• 确认负载范围：取最恶劣负载下的PSRR来评估，并考虑负载瞬态带来的额外噪声。
• 检查压差余量：确保最低输入电压时仍留有足够压差，避免进入dropout区。
• 关注输出电容：按照手册推荐容值和ESR范围选，必要时在采样点后补小容值MLCC。
• 估算总噪声预算：把每一级滤波器的抑制量折算进去，算出最终的电源噪声是否低于系统允许值。
• 留出实测验证时间：PSRR曲线再好看，最终还是得靠示波器实测数据说话。

这套方法我用在多块精密传感器和音频前级供电板子上，最直观的改善就是以前频谱仪上那些说不清来源的毛刺，现在能明确追到是哪一级电源、哪个频段的残余纹波了。测量PSRR这件事，做到最后会发现它其实不复杂，难的是每次测量前都问一句：我的输入到底干净吗？我的测量回路到底短吗？如果这两点能理直气壮地回答“是”，那数据基本就靠谱了。

最后再分享一个小技巧：首次测量某颗不熟悉的LDO时，别急着全频段扫，先在1kHz处测一次，看看读数是否落在手册曲线上。如果1kHz就对不上，先查测试条件和接线，别白白扫一小时曲线再发现基础步骤出了问题。