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AD620这颗芯片，搞模拟电路的应该都不陌生。它算是我入行以来用得最顺手的一款仪表放大器之一，八个引脚，一个增益电阻，就能把毫伏甚至微伏级的差分信号干净利落地放大到单片机ADC能采的范围。但就是这么一颗"简单"的芯片，我见过太多人第一次用的时候翻车——输出要么是直愣愣的电源轨，要么噪声大得没法看，要么增益怎么算都不对。问题往往不在芯片本身，而在于几个容易被忽略的细节：增益电阻怎么选、单电源供电时参考端怎么接、输入端需不需要偏置、PCB走线有什么讲究。

这篇内容我打算把AD620从选型到跑通的完整链路拆开讲一遍，重点放在"为什么这么做"和"哪里容易踩坑"上。不管你是刚接触仪表放大器的学生，还是做了几年嵌入式突然要处理微弱信号的工程师，应该都能从里面找到对自己有用的东西。核心关键词就三个：AD620、增益电阻、微弱信号放大，围绕它们把实战细节铺开。

1. 先搞清楚AD620到底适合干什么活

1.1 仪表放大器不是普通运放，别拿它当万能放大器用

很多人第一次接触AD620，是因为手头有个微弱的差分信号要放大，比如称重传感器的电桥输出、热电偶的毫伏级信号、应变片的差分电压。这些场景有个共同特点：信号本身很小（可能只有几毫伏），而且往往叠加在比较大的共模电压上，环境里还有各种工频干扰和噪声。

普通运放搭差分放大电路也能干这活，但有个致命问题——电阻匹配精度直接决定共模抑制比。你想想，四个电阻只要有0.1%的失配，共模抑制比就可能掉到60dB以下，而AD620内部的三运放结构经过激光修调，共模抑制比轻松做到100dB以上。这就是仪表放大器存在的意义：把"匹配"这件事在芯片内部解决掉，你只需要外接一个电阻设定增益。

AD620的增益公式很简洁：G = 1 + 49.4kΩ / Rg。这里的49.4kΩ是芯片内部两个25kΩ电阻加上一个4.7kΩ电阻的等效值，是出厂就定死的。所以你外接一个电阻Rg，就能得到从1到10000倍的增益。注意增益不能小于1，因为Rg开路时增益就是1，你没法让它衰减。

1.2 什么信号值得用AD620，什么信号别浪费这颗芯片

AD620的定位很明确：低功耗、低噪声、高共模抑制比的差分信号放大。它的输入失调电压最大50μV，输入偏置电流最大1nA，噪声在1kHz处约9nV/√Hz。这些参数决定了它适合处理源阻抗不太高、信号带宽不太宽的场合。

我个人的经验判断标准是这样的：如果你的信号是单端对地的，而且源阻抗很低（比如几十欧姆），那用普通运放就够了，没必要上AD620。但如果你的信号是差分的，或者虽然单端但源阻抗较高（比如电桥的几百欧姆到几kΩ），又或者共模干扰很严重，那AD620就是合适的选择。

反过来说，如果你的信号频率到了兆赫兹级别，AD620的带宽就不够用了——它的增益带宽积只有1MHz左右，增益100倍时带宽只剩10kHz。这种场景得换高速仪表放大器。另外如果要求超低噪声（比如nV级以下），AD620也不是最优解，得看AD8429或者AD797这类专门的低噪声器件。

1.3 单电源还是双电源，这是第一个要拍板的决定

AD620的供电范围是±2.3V到±18V，也就是双电源最小4.6V，最大36V。但很多人手头只有单电源，比如5V或者3.3V系统，这时候能不能用？能用，但有几个坑必须提前知道。

单电源供电时，AD620的输入端和输出端都不能真正到地。它的输出摆幅在正负电源各差约1.1V（具体看负载），输入共模范围也有限制。如果你把负电源引脚接地，正电源接5V，那输出只能在约1.1V到3.9V之间摆动，输入共模范围也差不多在这个区间。这意味着你不能直接把一个对地的微弱信号接进去，必须把整个信号"抬"到一个中间电平上，通常是2.5V。

具体做法是：用一个电阻分压器从5V分出2.5V，经过一个运放缓冲后接到AD620的REF引脚，同时输入信号也要偏置到这个2.5V附近。这样输出就以2.5V为中心摆动，正负都能有空间。这个偏置电压的稳定性很关键，如果直接用电阻分压而不加缓冲，分压电阻会被REF引脚的输入电流影响，导致偏置漂移。我一般用一颗低功耗运放做缓冲，比如OPA333或者MCP6001，成本不高但省心很多。

2. 增益电阻Rg：一颗电阻决定放大倍数，但选型有讲究

2.1 增益公式背后的计算逻辑，手算一遍就明白了

前面提到G = 1 + 49.4kΩ / Rg，这个公式看着简单，但实际用的时候经常有人算错。我拿几个常见增益值带大家过一遍。

想要增益100倍：Rg = 49.4kΩ / (100 - 1) = 49.4kΩ / 99 ≈ 499Ω。标准E96系列里有499Ω这个值，直接用就行。

想要增益1000倍：Rg = 49.4kΩ / 999 ≈ 49.4Ω。E96系列里有49.9Ω，用这个的话实际增益是1 + 49400/49.9 ≈ 991倍，误差不到1%，可以接受。

想要增益10倍：Rg = 49.4kΩ / 9 ≈ 5.49kΩ。E96系列里5.49kΩ是标准值，正好。

这里有个细节要注意：49.4kΩ这个内部等效值本身有公差，数据手册里标的是±0.6%左右（不同批次可能有差异），所以你算出来的Rg即使精度很高，实际增益也会有约0.6%的偏差。如果应用对增益精度要求很高，要么用可调电阻校准，要么在软件里做标定。

2.2 电阻精度和温漂，比阻值本身更重要

选Rg的时候，很多人只看阻值对不对，忽略了精度和温漂。这两个参数直接决定增益的稳定性和准确性。

先说精度。如果你用5%精度的碳膜电阻，增益误差可能到5%以上，这对于需要精确测量的场合是不可接受的。我一般至少用1%精度的金属膜电阻，要求高的场合用0.1%的精密电阻。别小看这几毛钱的差价，它决定了你的系统能不能稳定工作。

再说温漂。普通电阻的温漂可能在100ppm/℃到200ppm/℃，好一点的金属膜电阻能到25ppm/℃甚至更低。假设你的工作环境温度变化20℃，用100ppm/℃的电阻，增益就会漂移0.2%。对于12位ADC来说，0.2%已经接近1个LSB了，会影响测量精度。所以如果环境温度变化大，建议选25ppm/℃以下的低温漂电阻。

还有一个容易被忽略的点：Rg的引脚要走短线，尽量靠近AD620的1脚和8脚。因为这两个引脚之间是增益设定节点，任何额外的走线电阻都会串进Rg里，影响增益。我见过有人在PCB上把Rg放得离芯片很远，结果增益比计算值偏了不少，查了半天才发现是走线电阻惹的祸。

2.3 常用增益对应的电阻值速查表

为了方便大家选型，我把常用增益对应的标准电阻值整理成表。这里用的是E96系列（1%精度）的标准值，实际增益和理论增益的误差也一并列出。

从表里能看出来，增益越高，标准值带来的误差越大。这是因为增益高的时候Rg很小，标准值的相对偏差就大了。如果对高增益精度要求高，可以用两个电阻串联或并联来凑更精确的值，或者用精密可调电阻。

注意：Rg不能用普通电位器代替，因为电位器的温漂和接触电阻都不稳定，会导致增益漂移和噪声。如果确实需要可调增益，建议用精密多圈电位器，并且只在调试阶段用，量产时换成固定电阻。

3. 微弱信号放大的实战电路搭建

3.1 输入端偏置：单电源场景下绕不开的一步

前面说了单电源供电时信号要抬到中间电平，具体怎么抬？有两种常见做法。

第一种是给传感器本身加偏置。比如电桥电路，可以把电桥的下端不接地，而是接到一个2.5V的基准上，这样电桥输出天然就以2.5V为中心。这种做法最干净，因为偏置是加在传感器上的，不会引入额外的噪声。

第二种是在AD620输入端加偏置。具体做法是在两个输入端各接一个电阻到2.5V基准，同时用隔直电容把传感器的直流分量隔掉。这种做法适合传感器输出本身有直流偏置的情况。但要注意，这两个偏置电阻的阻值要一致，否则会引入额外的失调。而且偏置电阻会和AD620的输入阻抗形成分压，影响信号幅度。

我一般优先用第一种做法，实在不行才用第二种。因为第二种做法里，偏置电阻的热噪声会直接加到输入端，对于微弱信号来说是不小的干扰源。

3.2 参考端REF的接法，直接决定输出能不能用

AD620的5脚是REF引脚，这个引脚决定了输出电压的参考点。双电源供电时，REF直接接地，输出就以0V为中心摆动。单电源供电时，REF要接到一个中间电平上，通常是电源的一半。

这里有个坑：很多人以为REF引脚是高阻抗输入，随便接个电阻分压就行。实际上REF引脚内部是接到一个运放的输入端，虽然输入电流不大（约几十微安），但如果不加缓冲，分压电阻的阻值又不能太小（否则功耗大），就会导致REF电压偏离设定值。比如用两个10kΩ电阻分压5V得到2.5V，REF输入电流50μA的话，实际电压会偏离0.25V，输出中心点就偏了。

所以我的建议是：REF引脚一定要用运放缓冲。缓冲运放的选择不苛刻，只要输入失调小、输出能到地就行。我用过OPA333、MCP6001、TLV2371，都能胜任。缓冲运放的供电要和AD620一致，输出直接接REF引脚，中间不用串电阻。

3.3 输入滤波和输出滤波，别让噪声钻空子

微弱信号放大最怕噪声。AD620本身的噪声已经很低了，但如果输入端不干净，再低的噪声也白搭。

输入端我一般会加一个简单的RC低通滤波。具体是在两个输入端各串一个电阻（比如1kΩ），然后在两个输入端之间并一个电容（比如100nF），再各对地并一个电容（比如10nF）。这样构成一个差分低通加共模低通，截止频率大概在几十kHz，能有效滤掉高频干扰。注意串联电阻不能太大，否则会引入热噪声，而且会和AD620的输入偏置电流作用产生失调。1kΩ左右是个比较平衡的选择。

输出端如果ADC采样率不高，也可以加一个RC低通。比如串一个100Ω电阻，对地并一个1μF电容，截止频率约1.6kHz。这个滤波能进一步平滑输出，减少高频噪声对ADC的干扰。但要注意电容的漏电流要小，否则会影响直流精度，建议用C0G或者薄膜电容，别用普通的X7R。

3.4 完整电路连接清单和上电检查步骤

把上面的内容串起来，一个典型的单电源AD620放大电路包含以下连接：

• AD620的7脚接正电源（比如5V），4脚接地
• 1脚和8脚之间接增益电阻Rg
• 2脚和3脚接传感器差分输出，同时各接偏置和滤波网络
• 5脚REF接缓冲运放输出，缓冲运放输入接2.5V基准
• 6脚输出接ADC，同时接输出滤波网络
• 电源引脚各接0.1μF陶瓷电容和10μF钽电容去耦，尽量靠近芯片

上电检查我一般按这个顺序来：先不接传感器，用万用表测AD620的6脚电压，应该在2.5V左右（单电源）或0V左右（双电源）。如果偏离很多，先查REF引脚电压对不对，再查电源是否正常。然后短接两个输入端，输出应该稳定在REF电压附近，噪声应该在几毫伏以内。最后接上传感器，看输出是否随信号变化。

这个检查顺序能帮你快速定位问题。我遇到过好几次输出直接到电源轨的情况，一查都是REF引脚没接对或者增益电阻虚焊。

4. 那些年我踩过的AD620坑

4.1 输出饱和到电源轨，九成是这几个原因

输出直接顶到电源轨是AD620新手最常遇到的问题。我总结下来，原因无非这几个：

第一，REF引脚悬空或接错。REF悬空时输出会乱飘，接错电压时输出会偏到一边。用万用表量一下REF引脚电压，和预期值对比就能确认。

第二，增益电阻没接或虚焊。Rg开路时增益为1，但如果输入信号本身很大，输出可能饱和。更常见的是Rg虚焊导致增益不稳定，输出乱跳。

第三，输入共模范围超了。单电源供电时，如果输入信号低于地或者高于正电源减1.1V，AD620内部会饱和，输出直接到轨。这时候要检查输入信号的共模电平是否在允许范围内。

第四，电源去耦没做好。AD620对电源噪声比较敏感，如果去耦电容离得远或者容量不够，输出会有高频振荡，看起来像饱和。我一般会在电源引脚旁边放0.1μF和10μF两颗电容，基本能解决问题。

4.2 噪声大得没法看，从这三个方向排查

噪声问题比饱和更烦人，因为它不容易一眼看出来。我的排查顺序是这样的：

先看输入端。把输入端短接，看输出噪声有多大。如果短接后噪声就很小，说明噪声是从传感器或输入线缆进来的。这时候要检查传感器屏蔽、线缆是否太长、有没有形成地环路。我遇到过一根一米长的未屏蔽线引入的工频干扰，换成屏蔽双绞线后噪声立刻降了一个数量级。

再看电源。用示波器交流耦合看电源引脚上的纹波，如果纹波超过几毫伏，说明电源不干净。AD620的电源抑制比虽然不低，但电源上的高频噪声还是会串到输出。加LC滤波或者用线性稳压器给AD620单独供电能改善。

最后看布局。AD620的输入引脚是高阻抗节点，如果走线太长或者靠近数字信号线，很容易拾取噪声。我一般会把AD620放在传感器附近，输入走线尽量短，并且用地线包围。输出走线远离输入走线，避免耦合。

4.3 增益不对，先别怀疑芯片，查这三个地方

增益和计算值对不上，很多人第一反应是芯片坏了。其实AD620很皮实，不容易坏。增益不对通常是这几个原因：

一是Rg阻值选错了。这个听起来低级，但真的常见。特别是用色环电阻的时候，看错颜色或者算错倍率。建议用万用表量一下Rg的实际阻值，再代入公式算一遍。

二是Rg走线电阻。前面提过，Rg的走线电阻会串进增益电阻里。如果走线又细又长，几百毫欧的走线电阻在Rg只有几十欧姆的时候影响就大了。解决办法是缩短走线，或者用开尔文接法。

三是芯片本身增益误差。AD620的增益误差在数据手册里有标，G=100时约0.3%，G=1000时约0.5%。如果你算出来的误差在这个范围内，那就是正常的，不用折腾。

4.4 单电源供电时最容易忽略的输入共模限制

单电源供电时，AD620的输入共模范围不是从0V到VCC，而是有一个限制。数据手册里给的公式是：输入共模范围大约在(V-)+1.9V到(V+)-1.1V之间（具体和增益有关）。也就是说，5V单电源时，输入共模只能在约1.9V到3.9V之间。

这意味着如果你把传感器直接接地，输出信号在0V附近，那输入共模就低于1.9V了，AD620会工作不正常。这就是为什么单电源时必须把信号抬到2.5V的原因。很多人忽略这一点，直接把电桥的一端接地，结果输出怎么都不对。

我一般会在设计阶段就用仿真软件确认输入共模范围，或者干脆留出足够的余量，把偏置点设在电源的一半，这样上下都有空间。

5. 从原理图到PCB，几个决定成败的布局细节

5.1 去耦电容不是随便放放就行

AD620的电源去耦我见过太多人敷衍了事。有人只在电源入口放一个10μF，有人把0.1μF放在离芯片几厘米远的地方。这些做法在低频场合可能看不出问题，但在放大微弱信号时，电源上的任何波动都会串到输出。

正确的做法是：在AD620的7脚和4脚旁边各放一个0.1μF陶瓷电容，距离引脚不超过5mm。再在电源入口放一个10μF钽电容或电解电容。如果空间允许，再并一个1μF的陶瓷电容。这样从高频到低频都有覆盖。

另外，去耦电容的地要就近接到AD620的地引脚，不要绕远路。我一般会在AD620下面铺一块地铜，去耦电容的地直接打过孔到这块地铜上，形成最短回路。

5.2 输入走线的屏蔽和对称性

AD620的两个输入引脚（2脚和3脚）是差分输入，走线必须对称。如果一条线长一条线短，或者一条靠近干扰源一条远离，就会破坏差分平衡，降低共模抑制比。

我的做法是：两条输入线尽量平行走，长度一致，间距保持一致。如果空间允许，在两条线两侧各走一条地线做屏蔽。地线要接到AD620的地引脚，不要接到别的地方。

如果传感器离AD620较远，建议用屏蔽双绞线，屏蔽层接AD620的地。注意屏蔽层只能一端接地，两端接地会形成地环路，反而引入干扰。

5.3 地平面分割：模拟地和数字地怎么处理

如果AD620的输出要接ADC，就会涉及模拟地和数字地的问题。我的原则是：AD620和ADC的模拟部分共用一块模拟地，单片机和其他数字部分用数字地，两者在ADC下面单点连接。

具体做法是在PCB上划分模拟区和数字区，AD620和ADC放在模拟区，单片机放在数字区。模拟地和数字地各铺一块铜，在ADC的AGND和DGND引脚处用一根短线或一个0Ω电阻连接。这样数字地上的噪声不会窜到模拟地，影响AD620的测量精度。

如果系统里还有大功率器件（比如电机驱动），那AD620的地要远离这些器件的回流路径，避免大电流在地平面上产生压差。

6. 调试工具和实测方法，让问题无处可藏

6.1 用示波器看噪声，这几个设置很关键

用示波器测AD620输出噪声时，设置不对会看到假象。我一般这样设置：耦合方式选AC，带宽限制打开（20MHz），探头用1X而不是10X（10X探头会放大噪声），时基调到能看到几十个周期。

如果看到的是规律的工频正弦波，那是50Hz干扰，检查屏蔽和接地。如果看到的是杂乱的高频噪声，可能是电源或布局问题。如果看到的是低频漂移，可能是温度或偏置问题。

我还会用示波器的FFT功能看噪声频谱，这样能快速定位噪声来源。比如在50Hz处有尖峰就是工频干扰，在开关频率处有尖峰就是电源干扰。

6.2 万用表测直流精度，注意这几个细节

测AD620的直流输出时，万用表的分辨率要够。普通三位半万用表分辨率只有1mV，对于放大100倍后几毫伏的信号来说不够用。建议用四位半或更高分辨率的万用表。

测量时要等系统稳定，AD620的上电稳定时间约几十微秒，但整个系统（包括传感器和基准）可能需要几分钟才能热稳定。我一般会等5到10分钟再读数。

另外，万用表的输入阻抗要足够高，否则会分流。大部分数字万用表输入阻抗在10MΩ以上，对AD620的输出影响可以忽略。但如果用老式指针表，输入阻抗可能只有几十kΩ，就会影响读数。

6.3 用信号源注入已知信号，验证增益和带宽

调试阶段，用一个信号发生器在输入端注入已知幅度和频率的正弦波，然后测输出幅度，就能验证增益。比如输入10mV峰峰值，增益设为100，输出应该是1V峰峰值。如果差得多，就查Rg和电路连接。

改变输入频率，找到输出幅度下降到0.707倍时的频率，就是-3dB带宽。AD620在增益100时的带宽约10kHz，如果实测差很多，可能是布局或补偿问题。

这个方法能快速验证整个信号链是否正常。我一般会在焊接完第一块板子后先做这个测试，确认基本功能没问题再接传感器。

7. 几个容易被忽略的进阶细节

7.1 输入偏置电流返回路径，不接会出大问题

AD620的输入偏置电流虽然只有1nA，但如果输入端没有直流返回路径，这个电流会给输入电容充电，导致输出慢慢漂到电源轨。这种情况在交流耦合输入时特别常见。

解决办法是在每个输入端对地（或对偏置电压）接一个高阻值电阻，比如1MΩ到10MΩ，给偏置电流提供返回路径。这个电阻的热噪声是√(4kTRB)，1MΩ电阻在1kHz带宽下约4μV，对于大多数应用可以接受。如果要求更高，可以用更低阻值的电阻，但要确保它不会显著加载传感器。

7.2 增益带宽积的限制，高增益时带宽会缩水

AD620的增益带宽积约1MHz，这意味着增益100时带宽只有10kHz，增益1000时带宽只有1kHz。如果你需要放大的信号频率较高，就必须在增益和带宽之间做取舍。

比如你要放大一个10kHz的信号，增益最多只能到100。如果信号只有100Hz，那增益可以到1000甚至更高。设计时要先确认信号带宽，再选增益，不要反过来。

如果确实需要高增益加高带宽，可以考虑两级放大：第一级用AD620做低噪声前置放大（增益10到100），第二级用高速运放做后续放大。这样每级的带宽压力都小一些。

7.3 温度对增益和失调的影响，精密场合必须考虑

AD620的增益温漂主要来自内部电阻和外部Rg的温漂。内部电阻的温漂数据手册里有标，约10ppm/℃。外部Rg如果选25ppm/℃的，总温漂约35ppm/℃。在0到50℃范围内，增益漂移约0.17%。对于12位系统，这已经接近1个LSB了。

失调温漂方面，AD620的输入失调电压温漂最大1μV/℃，放大100倍后就是100μV/℃，在50℃变化下输出漂移5mV。如果ADC的参考电压是5V，12位分辨率下1个LSB是1.22mV，5mV就是4个LSB了。

所以精密场合要么做温度补偿，要么选更低漂移的器件，要么在软件里做温度标定。我一般会在系统里加一个温度传感器，根据温度查表修正增益和失调。

7.4 替代型号和升级路径，什么时候该换芯片

AD620虽然经典，但也不是唯一选择。如果项目对性能有更高要求，可以考虑这些替代：

AD623是单电源版本，输入共模范围可以到负电源轨以下，适合单电源场合。AD8429是超低噪声版本，噪声只有1nV/√Hz，适合对噪声要求极高的场合。AD8221是AD620的升级版，共模抑制比更高，温漂更小。INA128是TI的同类产品，性能和AD620相当，价格可能更有优势。

选型时主要看几个参数：噪声、共模抑制比、输入失调、温漂、带宽、供电范围。根据你的应用需求排序，选最合适的。不要盲目追求高性能，够用就好，因为高性能往往意味着高价格和更复杂的电路设计。

8. 从实际项目出发的几点个人体会

做了这么多年模拟电路，AD620给我的感觉是"入门容易精通难"。它的基本用法很简单，但要在实际项目中用好，需要关注的细节很多。我最大的体会是：模拟电路的问题往往不是单一原因造成的，而是多个小问题叠加。比如噪声大，可能是电源不干净加上布局不好加上输入线太长，三个因素各贡献一点，最后表现得很糟糕。

所以调试的时候要有耐心，一个一个排除。先用短接输入端的方法确认噪声来源，再逐步接上传感器和线缆，每接一步测一次，这样能定位到具体是哪个环节引入的问题。

另外，数据手册一定要仔细看。AD620的数据手册写得很详细，很多坑其实手册里都提到了，只是容易被忽略。比如输入共模范围的公式、增益误差的曲线、不同增益下的带宽，这些都在手册里，花半小时认真读一遍，能省下好几天的调试时间。

最后说一个我常用的技巧：在PCB上给Rg留两个焊盘，一个焊固定电阻，一个可以临时焊可调电阻。调试阶段用可调电阻找到最佳增益，然后量出阻值换成固定电阻。这样既保证了调试灵活性，又保证了量产稳定性。这个做法我在好几个项目里用过，很实用。