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1. 为什么小信号采集总翻车：从一次称重传感器调试说起

前阵子帮朋友调一套称重采集板，传感器是350欧姆桥式应变片，满量程输出大约20mV。他直接用STM32的12位ADC去采，结果读数跳得跟心电图一样，静止状态下末位能飘几十个码。他以为是ADC不行，换了16位外置ADC，还是飘。最后把示波器挂上去一看，桥路输出端叠加了大约30mV的工频干扰和几十毫伏的共模噪声——信号本身才20mV，噪声比信号还大，后面接什么ADC都是白搭。

这个场景在工业现场、医疗仪器、电池测试、传感器变送器里太常见了。小信号采集的模拟电路，核心矛盾从来不是"ADC位数够不够"，而是"信号在进入ADC之前有没有被干净地放大和调理"。AD620加LM358这套组合，就是解决这个矛盾的经典方案：AD620负责把差分小信号干净地放大，LM358负责把放大后的信号做电平搬移、缓冲和滤波，最后送进ADC。整套电路成本不高，但能把微伏到毫伏级的信号稳稳地送到伏特级，让后级ADC真正发挥出它的分辨率。

这篇文章面向的是需要自己动手做采集板的硬件工程师、电子爱好者、做毕业设计的学生，以及被小信号噪声折磨过的嵌入式开发者。我会从器件选型的逻辑讲起，把AD620的增益计算、LM358的跟随器与电平搬移、PCB布局中的地平面与走线策略、以及实测中遇到的坑，一层层拆开讲清楚。文中给出的参数和布局建议，都是我在实际打板调试中验证过的，你可以直接抄作业，也可以根据自己的传感器特性做调整。

需要先说明一点：AD620和LM358都是非常成熟的通用器件，网上资料很多，但大部分资料只告诉你"这样接"，不告诉你"为什么这样接"以及"这样接在PCB上会出什么问题"。这篇文章的重点就放在后者——那些只有真正打过板、焊过元件、用示波器盯过波形的人才会踩到的细节。

2. AD620与LM358的分工逻辑：谁干什么，为什么不能互换

2.1 AD620的核心价值在于共模抑制，不是放大倍数

很多人选AD620是冲着"仪表放大器"这个名头去的，觉得它放大倍数准、漂移小。这些都对，但AD620真正的杀手锏是共模抑制比（CMRR）。以AD620为例，在增益为100时，CMRR典型值能达到100dB以上。这意味着如果输入端有1V的共模干扰，折算到输出端只相当于10微伏的差模误差。对于桥式传感器那种输出端本身就带着几伏共模电压的场景，这个指标是决定性的。

AD620的增益公式非常简洁：G = 1 + 49.4kΩ / Rg。其中49.4kΩ是芯片内部激光修调过的电阻，Rg是你在1脚和8脚之间外接的增益电阻。比如你要增益100，Rg = 49.4k / 99 ≈ 499Ω。要增益1000，Rg ≈ 49.45Ω。这个公式的精度直接取决于Rg的精度，所以Rg一定要用低温漂的金属膜电阻，精度至少1%，温漂最好在25ppm/℃以内。我见过有人用普通碳膜电阻做Rg，结果温度一变增益就跟着变，采集出来的数据随环境温度漂，查了半天以为是传感器的问题。

AD620还有一个容易被忽略的特性：它的增益带宽积。增益越高，可用带宽越窄。增益100时带宽大约120kHz，增益1000时只剩12kHz左右。如果你采的是动态信号，比如振动或者音频范围内的电流波动，这个带宽限制必须提前算清楚。静态或准静态的称重、温度、压力信号则完全够用。

2.2 LM358在这里不是"凑数"的，它解决的是电平搬移和驱动问题

AD620输出的是以REF引脚电压为基准的双极性信号。比如你给REF接2.5V，增益100，输入差模±10mV，输出就是2.5V ± 1V，范围在1.5V到3.5V之间。这个信号理论上可以直接进ADC，但实际中往往还需要LM358做两件事。

第一件是电平搬移和缓冲。有些ADC的输入范围是0到3.3V，而AD620的输出可能因为REF设置不当而超出这个范围。用LM358搭一个电压跟随器，配合电阻分压网络，可以把信号压缩或搬移到ADC的舒适区。跟随器的高输入阻抗不会从AD620输出端偷电流，低输出阻抗又能驱动ADC的采样电容，这是它最本职的工作。

第二件是有源滤波。LM358虽然带宽只有1MHz左右，压摆率0.3V/μs，看起来不快，但做几十赫兹到几赫兹的低通滤波绰绰有余。在AD620输出和ADC之间插一级二阶有源低通，把工频和高频开关噪声滤掉，效果立竿见影。我通常会把截止频率设在信号最高频率的3到5倍，既保证信号不被衰减，又能把大部分带外噪声挡掉。

2.3 为什么不用LM358直接放大微小信号

这是新手最容易犯的错误：觉得LM358便宜，两个运放，直接用它搭仪表放大器电路不就行了？问题在于LM358的输入失调电压典型值是2mV，最大能到7mV，而且温漂不小。你的信号本身可能才10mV，失调电压和信号一个量级，放大之后全是直流误差，根本没法用。AD620的输入失调电压典型值只有30μV，最大125μV，比LM358小两个数量级。这就是为什么前端必须用AD620，LM358只能放在后面做已经放大过的信号处理。

这张表的核心信息是：AD620负责"把微弱差分信号从噪声里捞出来"，LM358负责"把捞出来的信号整理成ADC喜欢的样子"。分工明确，不能颠倒。

3. 增益电阻与REF引脚的取值计算：别让ADC白白浪费量程

3.1 从传感器满量程反推增益

假设你用的是350Ω桥式称重传感器，灵敏度2mV/V，激励电压5V。满量程输出就是2mV/V × 5V = 10mV。如果你希望满量程时AD620输出接近ADC的满量程，比如ADC参考电压是3.3V，你希望输出在0.3V到3.0V之间摆动，那么输出摆幅是2.7V，对应输入10mV，增益就是270。取整用增益250或300都可以，关键是留出余量，别让信号削顶。

Rg = 49.4k / (G - 1)。G=250时，Rg = 49.4k / 249 ≈ 198.4Ω。这个阻值不是标准值，你可以用200Ω的1%金属膜电阻，实际增益就是1 + 49.4k/200 = 248，和250差不到1%，完全可接受。如果你非要精确，可以用两个电阻串联或并联凑出198Ω，但说实话，传感器本身的灵敏度误差可能就有5%，纠结电阻的0.5%意义不大。

3.2 REF引脚不是随便接的，它决定了输出的"零点"

AD620的REF引脚决定了输出信号的基准电压。如果你把REF接地，输出就是以0V为基准的双极性信号，负半周会被单电源供电的AD620削掉。如果你把REF接到2.5V，输出就以2.5V为中心摆动，正负对称。对于单电源供电（比如+5V和GND）的场景，REF通常接到电源中点，让输出有最大的对称摆幅。

REF引脚的驱动源很关键。它不能直接用一个电阻分压就完事，因为分压点的阻抗会和AD620内部的电阻网络相互作用，影响CMRR。正确做法是用一个运放缓冲分压点，或者用专用的基准电压芯片。我通常用LM358的另一半做一个电压跟随器，把两个10kΩ电阻分压得到的2.5V缓冲后送到REF引脚。这样REF的源阻抗极低，不会拖累AD620的性能。

注意：REF引脚的电压精度直接影响输出的零点精度。如果你用5V供电，两个10kΩ电阻分压，电阻的1%误差会导致REF电压偏差50mV，放大250倍后输出零点偏差就是12.5V——当然实际不会这么夸张，因为AD620的CMRR会抑制一部分，但零点漂移是实实在在的。所以分压电阻要用1%精度，或者直接用基准芯片。

3.3 单电源供电时的偏置陷阱

AD620在单电源下工作时，输入端不能接近电源轨。它的输入共模范围通常是从负电源轨往上1.9V左右（具体看数据手册）。如果你用+5V单电源，输入共模电压必须高于1.9V，否则输入级晶体管会截止，输出直接饱和。桥式传感器在5V激励下，输出共模电压大约是2.5V，刚好在范围内，这是幸运的。但如果你用的是热电偶或者光电二极管，共模电压可能接近0V，这时候就必须给输入端加偏置，把共模电压抬到合适范围。

我一般会在传感器和AD620之间加两个高精度电阻做偏置，把输入共模抬到2V左右。这两个电阻的阻值要远大于传感器阻抗，避免加载效应。比如传感器阻抗350Ω，偏置电阻用100kΩ，对信号的分流影响不到0.4%，可以接受。但偏置电阻的噪声会直接注入输入端，所以要用低噪声的金属膜电阻，并且并联电容滤掉电阻热噪声。

4. LM358后级电路：跟随器、滤波器与ADC接口的配合

4.1 电压跟随器不是"接上就行"，反馈路径有讲究

LM358做电压跟随器，输出直接连到反相输入端，这是标准接法。但在PCB上，这个反馈走线要尽可能短，最好直接走在运放引脚下方，避免被其他信号干扰。我见过一个案例，反馈线绕了半个板子，结果输出端引入了开关电源的纹波，跟随器变成了"天线"。反馈路径越短，环路面积越小，抗干扰能力越强。

另外，LM358的输出端如果直接驱动ADC的采样电容，可能会因为运放的输出阻抗和ADC的采样开关产生振铃。解决方法是在LM358输出和ADC输入之间串一个几十欧姆的电阻，再并一个小电容（比如100pF）到地，形成一个简单的RC缓冲。这个电阻电容的取值要根据ADC的采样速率调整，采样越快，RC时间常数要越小。

4.2 二阶有源低通的参数怎么定

我常用的拓扑是Sallen-Key二阶低通，用LM358的一半搭。截止频率f_c = 1 / (2π√(R1R2C1C2))。为了计算简单，通常取R1 = R2 = R，C1 = C2 = C，则f_c = 1 / (2πRC)。比如你要100Hz截止，取R = 10kΩ，则C = 1 / (2π × 10k × 100) ≈ 159nF，取标准值150nF或220nF都可以。

但Sallen-Key有一个坑：它的品质因数Q取决于电阻电容的比值。如果R1和R2相等，C1和C2也相等，Q = 0.5，这是临界阻尼，没有峰值。如果你想要更陡的滚降，可以把C1取大一些，Q会升高，但太高会在截止频率附近产生增益峰值，反而放大噪声。对于采集电路，我建议Q取0.707左右，巴特沃斯响应，通带最平坦。具体做法是C1 = 2 × C2，R1 = R2，这样Q ≈ 0.707。

4.3 单电源下LM358的输入输出范围限制

LM358的输入共模范围是0V到Vcc-1.5V，输出范围是0V到Vcc-1.5V左右。这意味着在5V供电下，输入信号不能超过3.5V，输出也不能超过3.5V。如果你把AD620的输出（可能到3.5V以上）直接送给LM358，输出就会削顶。所以要么降低AD620的增益，让输出不超过3V；要么给LM358用更高的供电电压，比如+9V或+12V。

我个人的习惯是给模拟部分单独用+9V供电，通过LDO从主电源降压得到，然后再用电阻分压产生4.5V的REF。这样AD620和LM358都有足够的余量，信号摆幅可以做到0.5V到8.5V，后级ADC如果支持外部参考，可以用3.3V参考加电阻分压，把8.5V压缩到3.3V以内。多这一级分压虽然麻烦，但换来了更大的动态范围。

5. PCB布局实战：地平面、走线与去耦的每一个细节

5.1 地平面分割：模拟地和数字地到底怎么处理

关于模拟地和数字地的处理，网上有各种说法，有人说要完全分开，有人说要统一。我的经验是：在采集板这种小信号场景下，统一地平面反而更稳，但前提是布局合理。完全分割地平面会导致回流路径断裂，信号跨越分割缝时会产生严重的电磁辐射和地弹。

正确的做法是：整板用一个完整的地平面，但把模拟部分和数字部分在物理上分区布局。AD620、LM358、基准源、传感器接口放在板子的一侧，MCU、晶振、数字接口放在另一侧。ADC如果放在中间，它的模拟输入引脚朝向模拟区，数字输出引脚朝向数字区。地平面保持完整，让回流电流自然地从信号下方流过，环路面积最小。

如果非要用磁珠或0Ω电阻把模拟地和数字地分开，那只能在ADC下方单点连接，而且连接点要尽量宽。但说实话，在10MHz以下的采集板里，统一地平面几乎总是更好的选择。我做过对比测试，同一块板子，统一地平面的噪声比分割地平面低3到5dB。

5.2 AD620输入端的保护与滤波

AD620的输入端非常脆弱，差分输入电压超过电源轨就会损坏。工业现场传感器线缆可能感应到几百伏的瞬态，所以输入端必须加保护。我通常在每个输入端串一个100Ω的电阻，然后对地并一个BAT54S双肖特基二极管，把电压钳位在电源轨附近。这个100Ω电阻同时和AD620输入端的寄生电容形成低通，对高频干扰有一定抑制作用。

但要注意，输入端的串联电阻会引入热噪声。100Ω电阻在室温下的热噪声密度大约是1.3nV/√Hz，对于AD620本身0.85nV/√Hz的噪声来说，会增加大约50%的噪声。如果你的信号非常微弱，这个电阻要取小一些，比如22Ω或47Ω，或者用低噪声的金属箔电阻。保护二极管的漏电流也要小，否则会在高阻抗传感器上产生额外的失调。

5.3 去耦电容的摆放：不是越近越好，而是要回路最短

AD620和LM358的电源引脚都需要去耦。标准做法是每个电源引脚配一个0.1μF陶瓷电容和一个10μF钽电容。但关键在于电容的接地回路。0.1μF电容要尽可能靠近引脚，它的接地端要直接打到地平面，过孔要短。10μF电容可以稍微远一点，放在电源入口处。

我见过有人把去耦电容放在芯片背面，通过过孔连接，结果效果很差。因为过孔有电感，高频去耦效果大打折扣。正确的做法是把电容放在芯片同一面，紧贴引脚，接地端用多个过孔打到地平面。如果空间实在紧张，至少保证0.1μF电容在同一面。

还有一个细节：AD620的REF引脚也需要去耦。如果REF是用电阻分压得到的，分压点要并一个1μF到10μF的电容到地，滤掉电源噪声。这个电容的接地也要干净，不能和数字部分的接地混在一起。

5.4 信号走线的"包地"与"远离"

小信号走线最怕的是被干扰。AD620的输入走线要尽可能短，最好走成差分对，两条线等长、等宽、紧挨着走，这样共模干扰会同时耦合到两条线上，被AD620的CMRR抑制掉。走线两侧可以铺地铜并打屏蔽过孔，形成"包地"结构，把走线和外界隔离开。

同时，输入走线要远离任何高频或大电流走线。开关电源的电感、晶振、数字总线、继电器驱动线，这些都要和模拟输入保持至少5mm以上的距离。如果实在避不开，就在中间加一条接地走线作为隔离。我通常会在模拟输入区域下方挖空数字部分的电源平面，减少通过电源平面耦合的噪声。

6. 实测中的三个典型故障与排查链路

6.1 输出一直饱和在电源轨：先查REF，再查输入共模

第一次打板回来，上电发现AD620输出直接顶到4.8V，怎么调输入都没反应。排查过程是这样的：先用万用表量REF引脚，发现是0V——原来我忘了焊分压电阻。REF为0V时，AD620输出只能往正方向摆，稍微有点失调就饱和了。补上电阻后输出恢复正常。

第二次遇到饱和，REF正常，但输入共模电压只有0.3V，低于AD620单电源下的最低共模要求。传感器是热电偶，输出共模接近0V。解决办法是在输入端加偏置电阻，把共模抬到2V。这个坑的教训是：单电源供电时，一定要先确认输入共模电压在数据手册规定的范围内，否则后面怎么调都是白费。

6.2 读数跳动大：用示波器看噪声频率，对症下药

有一块板子，ADC读数每隔几秒跳一次，幅度不大但很烦人。用示波器AC耦合看AD620输出，发现是50Hz工频干扰，幅度大约20mV。排查发现传感器线缆没有屏蔽，而且和一根220V电源线平行走了半米。换成屏蔽线并远离电源线后，干扰降到2mV以下。

另一次是高频噪声，示波器上看是几十kHz的开关纹波。查电源发现是DC-DC模块的开关频率耦合进来的。在DC-DC输出后加了一级LC滤波，再把模拟部分的LDO换成高PSRR的型号，噪声就压下去了。这个案例说明：噪声排查一定要先看频率，工频、开关频率、数字时钟频率，对应的解决手段完全不同。

6.3 增益不对：量Rg，量输入输出，算实际增益

有人反馈说增益设了100，但实际测出来只有60多。让他量Rg，发现焊的是1kΩ而不是499Ω。原来他手头没有499Ω，就用1kΩ代替，忘了改增益公式。换回499Ω后增益正常。这个坑很低级，但确实常见。我的习惯是在PCB上把Rg的位置留成两个焊盘，可以并联也可以串联，方便凑出非标准阻值。

还有一种情况是增益随频率下降。如果输入信号频率接近AD620在该增益下的带宽极限，增益会明显下降。比如增益1000时带宽只有12kHz，你输入10kHz信号，增益可能只有700。这时候要么降低增益，要么换带宽更高的仪表放大器。AD620不是万能的，它的带宽和增益是 trade-off 关系。

7. 从这块板子延伸出去的几个实用改进方向

7.1 用ADR421替代电阻分压做REF

电阻分压做REF最大的问题是精度和温漂。两个1%的10kΩ电阻，分压比误差可能到2%，温漂如果都是100ppm/℃，温度变化20℃时REF电压会漂0.2%。对于高精度采集，这个漂移不可接受。ADR421的初始精度0.04%，温漂3ppm/℃，虽然贵一点，但省去了校准的麻烦。如果预算有限，至少要用0.1%精度的电阻，并且两个电阻要紧挨着放，保证温度一致。

7.2 在ADC前加一级RC抗混叠

即使LM358后面已经有低通滤波，ADC输入端还是建议加一级简单的RC。因为ADC采样时会产生电荷注入，如果前端驱动不够快，采样瞬间的电压跌落会影响精度。在ADC输入和地之间并一个1nF到10nF的电容，再串一个100Ω电阻，可以吸收采样电荷，同时进一步滤高频。这个RC的截止频率要远高于信号带宽，避免影响有用信号。

7.3 预留校准接口

批量生产时，每块板的增益和零点都会有微小差异。我习惯在PCB上预留两个测试点，一个接AD620输出，一个接REF，方便产线用万用表快速校准。软件上也可以做两点校准：输入已知的小信号和满量程信号，记录ADC读数，算出斜率和截距，后续测量用这个系数修正。这样即使硬件有5%的误差，软件校准后也能做到0.1%以内。

7.4 考虑用INA333等新一代器件

AD620是经典，但毕竟年头久了。INA333是TI的微功耗仪表放大器，失调电压25μV，温漂0.1μV/℃，CMRR在G=100时也有100dB，而且静态电流只有50μA，适合电池供电的场景。如果对功耗有要求，可以看看INA333或者AD8237。不过AD620的优点是资料多、价格便宜、供货稳定，对于学习和一般工业应用完全够用。

8. 焊接与调试中的几个手感经验

焊AD620的时候，芯片是SOIC-8封装，引脚间距1.27mm，不算难焊，但要注意别把焊锡拖到相邻引脚。我的习惯是先用镊子对准位置，焊一个角固定，然后检查对齐，再焊其他引脚。焊完后用放大镜看一遍，确认没有桥接。AD620的1脚和8脚之间接Rg，这两个引脚离得很近，Rg的焊盘不要设计得太大，否则焊锡容易连到旁边的引脚。

调试的时候，先不焊传感器，用信号源给AD620输入端加一个已知的差分电压，比如10mV，然后量输出。如果输出不对，先查电源、REF、Rg，这三个没问题再查输入共模。我一般会准备一个简单的分压电路，用电池和电阻产生一个稳定的毫伏级信号，比信号源还干净，适合做基准测试。

LM358的焊接没什么难度，但要注意它的输入引脚如果悬空，输出会乱跳。调试时如果发现LM358输出异常，先检查输入引脚有没有虚焊或者悬空。另外LM358的输出端如果直接接示波器探头，探头的电容可能会导致振荡，最好串一个100Ω电阻再测。

最后说一个关于PCB打样的经验：小信号采集板建议用沉金工艺，不要用喷锡。喷锡的表面平整度差，焊接时容易虚焊，而且锡的电阻率比金高，对于微伏级信号来说，焊点的热电动势也会有影响。沉金虽然贵一点，但焊点可靠，接触电阻小，长期稳定性好。我做过对比，同一块板子沉金和喷锡的噪声底差了一倍多，虽然不全是焊点的原因，但焊点质量确实有影响。