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简介：《一种新型馈电形式的四臂螺旋天线》是一篇出自《西安邮电大学学报》的学术论文，适合天线设计、卫星通信及武器制导领域的工程师和研究人员阅读。四臂螺旋天线因具有圆极化、低仰角、高增益等特点而应用广泛，但传统Wilkinson功分器馈电网络尺寸较大，制约了小型化。该论文聚焦这一难题，提出采用单同轴电缆经天线轴心在顶部馈电，并在顶部馈电网络中引入电感和电容进行阻抗匹配，以缩小天线体积。文中完整给出了四臂螺旋天线与顶部馈电网络的结构尺寸、仿真模型和验证结果，包括正前方增益大于3 dB、轴比小于3 dB的波束宽度大于等于120°、驻波比小于1.5，以及天线高32.3 mm、直径18.5 mm等关键指标。资源包为1个PDF文件，大小1.39MB，即论文全文，排版清晰、图示完整，便于离线阅读与标注。已有300人学习，对关注四臂螺旋天线小型化设计、新型馈电结构及圆极化天线仿真的技术人员，是一份可直接参考的专业资料。 头一次把四臂螺旋天线从仿真模型搬到调试台时，我一度怀疑是不是螺旋臂绕错了方向。仿真里轴比0.8dB，一测实物3.5dB，前后比也塌了。折腾了两天，最后用一根自制探针逐个测馈电点才找到真凶——四个臂本身没问题，问题出在馈电网络上：相位差错了十几度，圆极化直接变成了椭圆极化。

从那以后我就记住一句话：四臂螺旋天线，成也馈电，败也馈电。所谓“新型馈电形式”，基本都是在解决同一个矛盾——怎么让四个臂拿到幅度一致、相位依次相差90°的信号，同时不让馈电网络本身变成天线的累赘。这篇文章就围绕这个矛盾，聊聊我在一种一体化馈电方案上的设计思路、仿真、打样和实测排错全过程。

1. 为什么四个臂必须“排队供电”——圆极化与相位差的底层关系

1.1 圆极化到底是怎么“转”出来的

四臂螺旋天线（Quadrifilar Helix Antenna，QHA）之所以在卫星导航、卫星通信、无人机测控链路里这么常见，核心原因是它天生适合做圆极化辐射。卫星通信链路普遍存在法拉第旋转效应，线极化波穿过电离层后极化面会偏转，导致接收电平抖动；圆极化波没有这个问题，收发双方只要旋向一致，就不用在姿态上较劲。

圆极化波的定义很直白：电场矢量末端在传播方向上画出一个圆。要实现这个“画圆”，需要两个幅度相等、空间正交、时间上相位相差90°的分量。四臂螺旋就是用四个空间上相隔90°的螺旋臂，分别激励出近似正交的线极化分量，再靠馈电端的相位差让这些分量在远场叠加成一个旋转场。

四个臂的激励顺序很讲究：要辐射右旋圆极化（RHCP），四个臂的馈电相位依次为0°、90°、180°、270°；反过来就是左旋（LHCP）。卫星导航信号基本都用右旋圆极化，所以天线设计时这个相位顺序必须锁死。

1.2 幅度和相位预算：工程上到底允许差多少

很多人以为“90°相位差差不多就行”，这是一个误解。轴比（AR）是衡量圆极化纯度的核心指标，工程上要求3dB以内的轴比才能保证链路不劣化。

我习惯用一个粗略的估算逻辑：当两个正交分量的相位误差达到15°~20°时，轴比会从理想的0dB恶化到2~3dB，这已经逼近指标红线；误差超过30°，圆极化基本名存实亡。幅度不平衡的影响同样敏感，两路幅度差1dB，轴比就会抬升到1.6dB左右。所以馈电网络的设计指标通常要留余量：幅度差控制在±0.3dB以内，相位差控制在90°±3°以内，这样整机装配后轴比才可能稳定压在2dB以下。

换句话说，馈电网络不是“给四个臂通电”那么简单，它本质上是一个精密的四端口微波网络。谁能在小体积里把幅度和相位做准，谁就掌握了QHA设计的命门。

2. 新型馈电网络怎么设计：一体化底座、弧形延迟线和反相巴伦的组合

2.1 传统两种馈电路子都卡在哪

先按惯例盘一盘传统方案。

第一种是自相移（Self-Phasing）馈电。原理很巧妙：四个臂不做成一样长，而是让臂的物理长度差直接折算成电流相位差，省掉外部移相网络。结构极简，成本低，早期手持终端用得多。缺点是相位差对频率太敏感，带宽通常只有1%~2%，而且臂长加工误差会直接转化为相位误差，批量一致性很难控。

第二种是外置90°混合电桥加功分器。用一个分支线耦合器或集总元件电桥产生四路正交信号，再通过同轴线缆分别接到四个螺旋臂。相位精度和带宽都能做到不错，但代价是结构臃肿：一堆线缆、接头、焊点，不但插损大，装配时还容易把某根线碰到金属骨架导致驻波突变。在天线口径越来越小的趋势下，这种方案越来越不受待见。

我做的这个“新型馈电形式”，本质上就是把外置功分、移相网络全部塞进天线底部的圆形介质基板里，用微带线直接过渡到四根螺旋臂，中间不经过任何电缆和接头。

2.2 网络架构：威尔金森功分+微带延迟线+集成反相

具体架构不复杂：50Ω输入进来以后，先过一个二等分威尔金森功分器，变成两路等幅同相信号；一路通过90°微带延迟线，得到0°和90°两个输出；另一路再经过两个紧凑型180°反相单元，得到180°和270°两个输出。四路信号在圆周方向上以90°间隔排布，正好对位接四个螺旋臂根部。

关键问题只有一个：怎么在尺寸受限的圆形基板上把延迟线塞进去，同时不能让走线之间互相耦合。

我选择的方案是“弧形渐变延迟线”。普通微带延迟线走直线，在40mm直径的圆板上根本放不下。L1频段（1575.42MHz）四分之一波导波长在Rogers RO4003C上大约28mm，一条90°线就要28mm，四条线加起来超过110mm，直线走板子直接爆炸。所以我把延迟线弯成圆弧，贴着圆形基板外缘一圈一圈走。圆弧走线有一个额外好处：没有直角拐弯，避免了拐角处的寄生辐射和阻抗突变，这对微带线来说非常关键。为了进一步压缩空间，90°延迟线没有做成单根均匀线，而是做了“高阻抗线+开路枝节”加载的形式，用集中参数的等效缩短物理长度。

基板选了RO4003C，介电常数3.55，损耗角正切0.0027，厚度0.508mm。选它不是因为贵就好，而是因为介电常数随温度和频率变化小，相位一致性稳定。F4B或者普通FR4也能做，但FR4的介电常数批次离散太大，同一批板子相位差可能偏出5°以上，打样调试会非常痛苦。

2.3 联合仿真：馈电网络和螺旋臂不能分开仿

这类天线最容易犯的错误是只单独仿真馈电网络，把四路输出端口当成理想端口，然后单独仿真螺旋臂，最后再“拼”起来看结果。实际不是这么回事。螺旋臂是辐射体，它本身会对馈电网络产生反射和耦合，尤其当网络和螺旋臂靠得很近时，网络里的微带线也会参与辐射，方向图会被污染。

我的做法是把四个螺旋臂、介质骨架、底部馈电基板、SMA接头外壳全部放进一个模型里做全波联合仿真。这里有个细节：螺旋臂和微带网络之间用金属过孔阵列过渡，仿真时要把过孔的寄生电感算进去。过孔孔径0.3mm，四个过孔并联，等效串联电感大约0.3nH，在1.5GHz时感抗不到3Ω，影响可控。但如果只用一个过孔，感抗会高好几倍，直接破坏匹配。

联合仿真收敛后，网络四端口幅度差0.2dB，相位差90°±2°，整机轴比0.8dB，增益4.6dBic，驻波比1.28。看着不错，但真正的考验在实物。

3. 一版在L1频段可复现的参数与加工中的三个坑

3.1 可直接作为起点的参考参数表

很多朋友问我要参数，这里给一版以L1频段为目标的参考值。再次强调，这些数据是起点，不要直接当成量产图纸，实际频段和结构差异都需要重新仿真微调。

3.2 坑一：螺旋臂和馈电网络的连接工艺

这是加工环节里最容易翻车的地方。我的第一版样品直接让螺旋臂和微带网络的输出焊盘“硬搭”，结果四个焊点大小不一致，等效寄生参数差异直接让相位失衡，轴比掉到2.8dB。

后来改成了在骨架底部预埋四根镀铜铜柱，螺旋臂通过铜柱穿过底座，和微带线输出焊盘对接后整体波峰焊。焊接温度曲线和焊锡量的一致性，直接决定了四路相位的一致性。如果条件不允许波峰焊，至少要用带定位治具的手工焊接，避免焊点虚焊和锡桥。

3.3 坑二：介质骨架的介电常数和公差

ABS 3D打印的骨架如果按常规参数打印，内部会有不少气隙，等效介电常数比纯ABS的2.7低不少，而且不同层高、填充率下差异很大。这会影响螺旋臂上电流的波速，对相位影响是系统性的。

我的经验是：打样阶段先把骨架本身的等效介电常数标定出来。做法很简单，打印一个同样材料的实心圆柱，用谐振法测一下，或者直接把骨架放进HFSS里用实际打印的填充特征建模。做两三次迭代后，再用这个等效值进行最终仿真。

3.4 坑三：SMA接地方式

底部馈电板的SMA接头接地很讲究。同轴外导体如果只是象征性焊了两三个点，馈电网络的地平面会不均匀，导致四个输出端口的参考地不一致，表现出来的就是轴比和方向图不对称。

正确做法是SMA法兰四周至少打一圈过孔，间距小于十分之一波导波长（这个设计里约12mm），把外导体和背面地平面充分缝合。这一圈过孔看起来微不足道，但实测轴比能差0.8dB。

4. 实测翻车记录：从轴比3.5dB到1.2dB的完整排查链路

4.1 现象：仿真0.8dB，实物3.5dB

第一版完整装配体上测试架，驻波比1.45，这个还能接受；增益约3.8dBic，比仿真低0.8dB；轴比3.5dB，直接超标。按我的经验，这种“驻波不大但轴比很差”的组合，八成是馈电相位出问题，而不是匹配问题。因为匹配网络对反射敏感，相位问题却不怎么体现到驻波上。

4.2 第一步：先看幅度一致性

我把网络和螺旋臂的连接点做成可拆卸的测试端子，用矢量网络分析仪（VNA）从输入端口分别测到四个测试端的传输系数。

实测结果：S21分别为-6.2dB、-6.4dB、-6.3dB、-6.5dB。理想四路等分应该都是-6dB，多出来的0.2~0.5dB是微带线和过孔损耗，四路之间幅度差最多0.3dB，在指标范围内。幅度不是主凶，嫌疑落到相位上。

4.3 第二步：相位差测量，揪出弧形延迟线

用VNA测四路输出相对于输入端的相位，减去网络到测试端馈线的固定相位后，得到相邻两路相位差：端口1到端口2是88°，端口2到端口3只有73°，端口3到端口4是92°。

端口2到端口3的相位差差了17°。回看设计图，端口2和端口3之间的连接路径恰好经过弧形延迟线末端的过孔区域。我怀疑是过孔下方的铜箔被设计里的禁布区挖掉了一块，微带线为了绕开禁布区，被迫拐了一个小弯，等效电长度比设计值短了大约3.2mm。在高频上，3.2mm的微带线长度对应大约15°左右的相位差，和实测吻合。

我拆了一块板子，把微带线表面绿油刮开，用显微镜看走线轮廓，确认了这一点：设计文件里那段延迟线被一个“完善美观”的禁布区切断后绕行，导致实际路径比理论长度少了3.3mm。

4.4 第三步：修复与复测

修改办法不复杂：把禁布区缩窄，让延迟线走原始设计的路径，同时在延迟线末端预留一个长度为3mm的开路短枝节，作为“相位微调旋钮”。仿真验证后重新打样。

第二版实测：驻波比1.30，四路相位差90°±2°，轴比1.2dB，增益4.3dBic。方向图的波束宽度约120°，前后瓣比大于15dB。修复后整条链路算是活了。

4.5 轴比测试里容易被忽略的坑

顺带提醒一句：别在普通实验室地板上测轴比。地面反射和周围金属物体会让轴比读数虚高。如果没有暗室，至少要把天线架到半波高以上的泡沫支架上，用一个手动旋转台让天线绕主轴旋转，记录不同旋转角下的最大和最小接收电平，两者之比就是轴比。这种方法测出来的数值和暗室结果对比，误差通常在0.5dB以内，够做工程判断了。

5. 不同馈电方案怎么选：对比表与适用边界

5.1 四种馈电形式的横向对比

5.2 这套方案到底适合谁

如果做的是单件实验室天线，外置90°电桥方案反而省事，器件都是现成的，指标也不错。但如果做的是批量卫星导航终端、无人机测控链路、低轨卫星通信手持设备，空间和一致性是硬约束，一体化微带馈电网络的优点就非常突出：没有电缆、没有可动部件、焊点标准化、相位一致性由PCB加工精度保证，非常适合上量。

边界条件也得说清楚：微带线的功率容量有限，这个方案不太适合大功率发射场景，几十瓦以上就悬了；另外如果要做很高的前后比，可能需要外加背腔，底座结构要重新设计，不能直接照搬。

5.3 如果要继续迭代，我会改这三个地方

第一，把馈电网络做成多层PCB，嵌入骨架内部，进一步压缩高度，争取整机厚度再降5mm。

第二，把单节90°延迟线换成多节宽带移相结构，或者用Marchand巴伦做反相单元，把相位平坦度从5%带宽扩展到15%，这样一套设计就能覆盖B1/L1/E1多个频点。

第三，在网络里预留数字可调电容的焊盘位置，量产时可以用校准程序对每颗天线的相位微调，把轴比一致性再提一个台阶。

我在实际调试里最大的体会是：四臂螺旋天线，仿真里再漂亮的轴比，落到实物上都要被馈电网络“打回原形”。多花一点时间把馈电网络设计扎实，比后期反复掰螺旋臂有效得多。最后分享一个小技巧：打样时记得在网络输出端多留两对冗余焊盘，方便后期用电感或电容对相位做微调。我做第一轮调试时如果没有这两个冗余位，修复效率至少要慢一半。

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