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简介：本资源是一份面向射频工程师与微波电路设计学习者的Doherty功率放大器（DPA）进阶仿真工程，聚焦于从理想模型向半理想架构的工程化过渡——采用商用GaN器件CGH40010F模型替代纯数学定义的理想电流源，在ADS平台中实现更贴近实际器件特性的DPA行为仿真。资源包共62个文件，涵盖ADS原理图（.ads）、谐波平衡仿真数据（.ds/.dds~）、工艺库配置（.prf/.lib/.oalib）、仿真日志（.log）、布局与参数设置（.cfg/.opt）等核心类型，完整支撑建模、仿真、优化与结果分析全流程，压缩包仅1.3MB，轻量高效。已有972人学习下载，配套博文详细解析了库路径配置、HB1TonePAE_Pswp_Doherty原理图运行逻辑及非理想引入的失真机制。读者可直接复现基于CGH40010F的双路Doherty架构仿真，获取含电压/电流波形、PAE/Pout/ACPR等关键指标的完整仿真数据集，并深入理解器件非线性、阻抗调制偏差及效率回退等工程现实问题。 做Doherty功放仿真这几年，我见过不少同学拿着“理想架构”的论文图去搭工程，结果要么仿真不收敛，要么效率曲线和理论差一大截。真正把Doherty从理论搬到ADS里能跑、能看、能调，其实最堵心的一步在“理想”和“实际”之间怎么过渡。这篇我以半理想架构的Doherty功率放大器为切入点，用Wolfspeed的CGH40010F氮化镓器件，完整梳理从理论推导到ADS工程搭建的流程，包括关键参数怎么定、偏移线长度怎么算、负载牵引怎么做、合成网络怎么连，以及调试中大概率会踩的坑。适合正在做射频功放课程设计、毕业设计，或者刚接触Doherty工程的工程师参考。

1. 项目概述与整体设计思路

1.1 为什么叫“半理想”架构

先说清楚一个容易被误解的概念：半理想不是“做出来只有一半效率”，而是指模型和网络的抽象程度处于中间状态。

教科书上最经典的Doherty架构，用两个理想电流源、理想四分之一波长线、理想偏置和理想匹配网络来表达，这叫全理想模型。全理想模型的好处是推导公式方便，能直观理解负载调制原理，但坏处也很明显：真正用ADS仿真时，CGH40010F这种非线性模型一挂进去，栅极电容、漏极电容、寄生电感、沟道非线性全来了，理想网络完全扛不住，效率和增益曲线会跟理论差得很远。

而全实际架构，要求在ADS里把所有微带线都用物理尺寸建模，甚至做电磁场仿真，包括每个拐角、T型节、焊盘寄生都考虑进去。这种模型最接近真实版图，但前期工作量极大，而且一旦某个匹配段长度不对，问题排查起来非常痛苦。

半理想架构是中间路线：晶体管用真实的非线性模型，即CGH40010F的Wolfspeed官方模型，驱动信号、偏置、负载阻抗通过实际负载牵引数据来定；但输出合成网络中的四分之一波长线和偏移线先用理想传输线元件表示，再逐步替换成可加工的微带线模型。这种方式既保留了Doherty负载调制的核心物理过程，又避免了一上来就被版图细节淹没。从工程角度看，这是从“原理验证”走到“可以交付设计”之间最顺的一条桥。

1.2 Doherty功放解决的问题

Doherty架构解决的核心问题是效率随输出功率回退而急剧下降的矛盾。现代通信信号峰均比通常在6dB到10dB之间，功放大多数时候工作在平均功率，也就是比峰值功率回退6dB甚至更多的位置。普通的AB类功放在饱和点效率能做到60%以上，但回退6dB时往往掉到20%以下，基站功耗一大半都耗在这里。

Doherty的思路，是让一个载波放大器单独工作到接近饱和，再用一个峰值放大器在功率回退点开始介入，通过负载调制把载波放大器的等效负载阻抗拉高，让它在回退点提前进入饱和，从而把高效率区间从单点扩展成一个区间。理论上，对称Doherty在6dB回退点的效率能回到满载效率附近，这就是业界对它趋之若鹜的原因。

用半理想架构去做这件事，最大的价值在于：你能清楚看到负载调制是怎么发生的，每个参数变化如何影响效率曲线，而不是在密密麻麻的微带线里乱猜。

2. 半理想架构的理论细节与参数设置

2.1 理想合成网络与CGH40010F模型的结合方式

先说合成网络。Doherty输出部分的核心是两段四分之一波长线，一段连接载波放大器和合成点，一段连接峰值放大器到合成点。四分之一波长线在这里承担两个职责：对载波放大器做阻抗变换，对峰值放大器做相位补偿。

在半理想架构里，我习惯把合成网络抽象成如下样式：载波支路用一段特性阻抗为35欧姆左右的四分之一波长线，再接一段偏移线，峰值支路同样用一段四分之一波长线和偏移线，最后合并到50欧姆负载。为什么是35欧姆？因为对称Doherty在满载时每个支路看到的最佳负载阻抗理论上都是100欧姆，经过四分之一波长线变换到负载端时，线的特性阻抗要取50欧姆和100欧姆的几何平均值，也就是50乘以根号2，约70.7欧姆。注意这里有个分支：合成点到负载之间如果先经过一段50欧姆线再直接接负载，则变换线阻抗就是70.7欧姆，但很多工程实现里会用35欧姆线再配合其他匹配段，两者推导的前提不同。半理想阶段我建议直接用70.7欧姆这个理论值，后面换微带线时再按版图约束调整。

CGH40010F接入网络时，输出端先用负载牵引数据确定最佳负载阻抗，然后在最佳负载阻抗和四分之一波长线之间插入匹配网络。这个匹配网络在半理想阶段可以用集总元件或者理想的微带线模型，只要保证在工作频率附近把CGH40010F的最佳负载阻抗变换到四分之一波长线需要的输入阻抗即可。

2.2 载波和峰值放大器的偏置点选择

CGH40010F的漏极推荐电压是28V。载波放大器需要工作在深度AB类，这样才能在小信号时保持较高的增益和线性度，同时在回退点与峰值放大器配合时，载波放大器能够提前进入压缩。我一般在ADS里用直流仿真扫描栅极电压，先找到夹断电压附近，再往上调一点。CGH40010F的典型夹断电压在-3V左右，载波静态电流我习惯设置在200mA左右，对应栅压大约-2.7V附近。这个电流折合到10W器件上大约是2%的静态功耗占比，不会太浪费。

峰值放大器要工作在C类，栅压要比夹断电压更负，典型在-4.5V到-5V之间。C类偏置下静态电流基本为零，信号大时器件自己导通，产生“自动延迟导通”的效果。需要提醒的是，CGH40010F的跨导和饱和电流较大，C类偏置时栅极电压不能太深，否则峰值放大器在大信号下也导通不足，回退效率上不去。我通常用-4.5V起步，然后扫到-5.2V，看效率曲线双峰的形状来定。

漏极电压统一28V，这是器件手册固定的。源极接地，栅极通过大电阻馈电，避免射频信号串入偏置源。

2.3 偏移线的长度怎么定

偏移线，也叫offset line，是Doherty电路里最容易被忽视、但影响最大的部分。它的作用是补偿峰值放大器关断时，其输出电容和封装寄生在合成点产生的等效电抗。

半理想架构里可以这样理解：峰值放大器在回退点之前是不导通的，但它的漏极电容和输出匹配网络依然连接在合成网络上，相当于在合成点挂了一个寄生电容。这个电容会把合成点的阻抗拉偏，导致载波放大器看过去的阻抗不再是理论设计值，回退效率自然就坏掉了。

偏移线的长度，就是用来把这部分寄生电抗“转”成纯实阻抗，并配合四分之一波长线，让载波放大器在回退点看到设计所需的二倍负载阻抗。实际操作中，我会先在ADS里把峰值放大器漏极电压设为关断状态，用一个谐波平衡仿真看合成点到峰值漏极之间的输入阻抗，然后调整偏移线长度，让这个阻抗在中心频率附近呈现高阻或开路状态。这个步骤看着简单，但影响极大，我第一次做时没有认真做这个前仿真，结果效率曲线几乎没有任何Doherty特征。

3. ADS工程搭建全流程实操

3.1 器件模型加载与工程环境准备

先把ADS工程建好。我习惯新建工程后，把Wolfspeed提供的CGH40010F模型库导入。官方模型通常是一个压缩包里包含若干文件，里面有.mdl或.lib格式的模型定义，以及对应的symbol文件。导入时在ADS的DesignKit菜单里选择安装库文件，或者在原理图里直接放置模型symbol后，指定模型路径到.lib文件。

这里有个很容易出问题的点：不同版本的ADS对模型库的兼容性不一样。我用的ADS 2022版本，CGH40010F的旧版模型有时候会报“Model not found”，这是因为模型库的调用路径没有加到工程的搜索路径里。解决办法是在工程的Options选择Library Path，把模型库目录加进去，或在Design Parameter里直接指向绝对路径。还有一点，模型使用时把FET符号从库中拖出来，参数设置里要填Model Name为CGH40010F，不然仿真器不知道要调哪个模型。

频率选择上，我以3.5GHz为例做整套流程。CGH40010F支持到6GHz，3.5GHz是公共通信频段，负载牵引数据和匹配网络尺寸都比较好处理。

3.2 直流工作点扫描

先放一个DC仿真模板。把CGH40010F的漏极接28V电压源，栅极接一个变量扫描源，从-5V扫到0V。扫描完成看转移特性曲线，重点确认夹断电压和静态电流对应的栅压。

我实测CGH40010F在3.5GHz频段，静态电流250mA时栅压大约在-2.65V附近，但这个值会随温度漂移，仿真时不用太较真，关键是把两类工作状态分清楚：

• 载波：Vgg = -2.7V左右，Idq = 200mA到250mA
• 峰值：Vgg = -4.5V到-5V，Idq ≈ 0

DC扫描后我会记录下两个晶体管的静态工作点，然后立即检查晶体管功耗是否超过器件极限。CGH40010F的最大耗散功率大约在30W左右，28V乘以200mA等于5.6W，远低于极限，安全。

3.3 负载牵引与源牵引仿真

这一步是半理想架构里最核心的环节。不做负载牵引直接拼电路，结果只能是碰运气。

在ADS里用Load-Pull模板，把CGH40010F的输出端接上可调的负载阻抗，输入端接50欧姆功率源，通过谐波平衡仿真扫描不同负载阻抗下的输出功率和效率，得到等功率圆和等效率圆。CGH40010F在3.5GHz、28V偏置下，我扫描下来的最佳负载阻抗大致在15到25欧姆范围，具体取决于偏置和输入功率。这个阻抗远低于50欧姆，因为10W器件在28V漏压下，按简单的P=V²/2R估算，最佳负载大约就是20欧姆左右。

源牵引同样要做。输入端的源阻抗会显著影响增益和效率，CGH40010F在3.5GHz的源阻抗通常在几个欧姆到十几欧姆的低阻值范围。我扫描时发现，源阻抗选得不对，增益会掉2到3dB，整个Doherty合成后的增益曲线会非常难看。

负载牵引做完后，把最佳源阻抗和负载阻抗记录为Zopt_S和Zopt_L，后面匹配网络就围绕这两个值来设计。如果你是做单管匹配，这步就已经完成大半了，但Doherty还需要把Zopt_L放到合成网络里验证。

3.4 匹配网络与四分之一波长线的搭建

先搭载波支路。CGH40010F输出端从Zopt_L匹配到70.7欧姆四分之一波长线的一端。这个匹配可以用一段微带线加一个串联电容，或者两段微带线级联。我习惯用两段微带线：第一段特性阻抗50欧姆，电长度约20度；第二段特性阻抗35欧姆，电长度约30度，再配合一个并联电容调到中心频点。

这里可以用ADS的LineCalc工具计算微带线参数。以Rogers 4350B板材为例，厚度0.508mm，介电常数3.66，铜箔厚度35微米，3.5GHz下50欧姆线宽大约1.1mm左右，四分之一波长线长度约12.3mm。如果板厚或介电常数不同，数值会变，但流程一致。

半理想阶段我建议先用理想传输线（TLIN）搭，这样调参速度快。每一段传输线都用变量定义特性阻抗和电长度，方便后面扫参。等到电路行为验证通过后，再把理想线替换成微带线模型。这个过程就是“半理想”的精髓：先验证原理，再逼近真实。

峰值支路同样需要从Zopt_L匹配到四分之一波长线。但注意峰值支路的匹配方向需要考虑峰值放大器关断时对合成点的影响，所以峰值支路的偏移线要保留独立调节量。

合成网络的搭建顺序我建议这样：先把两个匹配好的放大器输出端分别接到各自的偏移线，再接到四分之一波长线，然后合到一起接50欧姆负载。载波支路和峰值支路的四分之一波长线特性阻抗都设为70.7欧姆，电长度90度。如果仿真发现效率曲线不够理想，优先调偏移线长度，其次调四分之一波长线阻抗。

输入端也要注意相位对齐。Doherty要求载波和峰值两支路的电长度在合成点同相，否则输出功率会抵消。通常峰值支路的匹配网络和栅极偏置网络会引入额外相位差，所以要在峰值输入支路加一段可调相位线。我一般加一个变量PHASE，扫20度到60度，看哪个值下饱和功率最高，就选哪个。

3.5 大信号谐波平衡仿真与结果解读

整体电路搭建完成后，用谐波平衡仿真（HB）跑大信号。输入功率从0dBm扫到35dBm，步进0.5dB，观察输出功率、增益、功率附加效率（PAE）和漏极效率随输入功率变化的曲线。

半理想Doherty做出来应该有两个明显的效率峰：一个在饱和点附近，一个在6dB回退点附近，两个峰之间呈现“马鞍形”。如果只有一个峰，说明峰值放大器介入时机不对；如果两个峰都很低，大概率是匹配网络或偏置点不对。

以CGH40010F为例，饱和功率典型值在40dBm到41dBm之间，也就是10W到12W左右。漏极效率在饱和点能做到65%以上，6dB回退点如果匹配做得好也能在55%上下，这个差异就是载波支路提前饱和带来的增益。

仿真时我通常会同时监测两个晶体管的漏极电流波形，看峰值放大器是否在功率增大后才开始导通，导通的切点是否落在设计回退点附近。这个信息比单纯看效率曲线更直接。

还要注意谐波仿真时的谐波阶数设置。Doherty效率对谐波阻抗比较敏感，我一般设置5阶或7阶谐波，至少包含到5次谐波，不然效率值会偏高，产生假象。如果仿真时间太长，可以先跑3阶定位趋势，再用5阶验证关键点。

4. 常见问题排查与工程优化技巧

4.1 仿真不收敛怎么办

ADS的谐波平衡仿真在Doherty这种双晶体管电路里经常不收敛，尤其是峰值放大器处于强C类偏置时，器件在导通和截止之间剧烈切换，谐波平衡迭代很容易发散。

我常用的几个办法，按照优先级排：

• 把仿真器的收敛准则从默认的1e-5放松到1e-4，收敛速度会明显提升，结果精度损失不大。
• 增加谐波平衡迭代次数限制，别让它默认几次失败就退出。
• 在峰值放大器的栅极和漏极之间加一个很小的并联电容，比如0.1pF，偶尔能消除高频振荡。
• 仿真功率扫描时，先用小信号收敛，再用前一个功率点的解作为下一个点的初值。ADS里对应的设置是“Use previous solution as initial guess”，默认开启，别关掉。
• 如果还是不收敛，把峰值放大器的栅压从-5V往回收一点，比如-4.2V，先让电路跑通，再逐步调回目标偏置。

另外提醒一个细节：CGH40010F模型的稳定性分析也可能报出K因子小于1，这在Doherty里很常见，因为C类偏置的峰值放大器在没有输入信号时处于半导通状态，稳定性变差。如果在仿真里看到输出端出现非预期振荡，可以在输出匹配网络里串联一个小电阻，比如2到5欧姆，或者加入并联RC稳定网络。虽然这个电阻会吃掉一点效率，但能让仿真稳定跑完，工程里很多解决振荡的方法也是一样的思路。

4.2 效率曲线只有一个峰

这是做半理想Doherty最常遇到的问题。效率曲线只在饱和点有一个峰，回退点的峰不见了，或者只有一点点凸起。

主要原因有三个。第一，峰值放大器没有在正确的功率点导通，也就是C类偏置深度不对。解决办法是扫描峰值放大器栅压，从Vgg = -3.8V到-5.2V，看哪个栅压下回退点效率峰最明显。如果偏置太浅，峰值放大器一开始就导通，载波放大器无法提前饱和；如果偏置太深，峰值放大器迟迟不导通，回退点自然没有调制效果。

第二，偏移线长度没调对。峰值放大器关断状态的输出端没有在合成点呈现高阻，电容效应把载波放大器看过去的阻抗拉低了。这个问题的排查方法前面提过，单独关断峰值放大器，看合成点到峰值漏极的阻抗，调偏移线长度使它在中心频率上接近无穷大。

第三，匹配网络带宽不够。Doherty放大器在回退点时载波放大器看过去的阻抗会从Ropt变到2Ropt，如果匹配网络只在Ropt附近匹配，回退时的阻抗失配会很严重。所以匹配网络设计时，可以适当放松驻波比要求，优先保证在Ropt到2Ropt这个阻抗变化范围内都有可接受的传输系数。

4.3 增益曲线出现塌陷或波动

半理想Doherty的增益曲线通常在小信号阶段由载波放大器单独提供，峰值放大器导通后，整体输出功率跳增，增益会有一个明显上升。但如果增益曲线出现急剧的塌陷，就需要检查输入端的功率分配比。

Doherty功放的输入端常用等分功分器，也就是每个支路各分一半功率。但CGH40010F的增益和饱和特性在AB类和C类偏置下差异很大，等分功率不一定是最优。如果峰值支路的输入功率不足，峰值放大器无法输出足够的功率参与调制，回退点效率就会下降；如果输入功率过大，峰值放大器过早进入饱和，增益曲线会提前压缩。

可以在输入端用不等分功分器，比如6:4或者7:3分配。ADS里用理想的功分器元件改功率分配比很方便，直接设置耦合系数。我做过一个对比，把峰值支路输入功率提高1.5dB后，回退点效率提升了将近5个百分点，但代价是增益略微下降，因此需要权衡。这个参数也值得单独做扫描。

4.4 微带线替换过程中的常见偏差

半理想阶段用理想传输线跑通后，替换成实际微带线时可能会有结果偏移，不要慌，这是正常现象。

理想传输线不考虑色散和辐射损耗，微带线则会有频率相关的有效介电常数，导致实际电长度和理论值有偏差。替换前，先用LineCalc把理想线的特性阻抗和电长度换算成物理宽度和长度，然后在ADS里用MSub定义板材参数，再用MLIN和MTEE等微带元件重建网络。

我遇到过最夸张的偏差是3.5GHz下四分之一波长线长度差了0.8mm，就导致回退点效率掉了8个百分点。原因是LineCalc算出来的长度通常不会等于某个网格尺寸，手工布线时如果有拐角，电长度还会额外增加，所以替换后必须重新仿真并微调长度。微调的方法是把线长设成变量，比如L_off1，从理论值正负10%范围内扫描，确认最优值后按需取整方便后期画版图。

4.5 工程文件与参数管理经验

半理想Doherty的参数非常多：两个支路的偏置、匹配网络多段线长、偏移线长度、四分之一波长线阻抗、输入功率分配比、相位补偿线、微带线的物理尺寸，等等。如果不做参数管理，调试到后面根本不知道自己改过什么。

我的做法是在工程里建一个全局变量表，把所有关键参数集中命名。命名规则用L_、W_、Z_、Vgg_等前缀，后缀区分载波还是峰值，比如L_mn_carrier1、L_offset_peak、Vgg_carrier、Vgg_peak。所有传输线元件的长度和阻抗都引用变量，不用绝对数值。

然后利用ADS的Design Variables和Optimization功能做参数扫描。先把偏移线和输入相位线作为主要扫描对象，用Parametric Sweep跑一个二维扫描，把效率和增益的等高线图调出来，一次就能看清最优区间在哪里，比自己一个点一个点试快得多。

另外养成一个习惯：每次改参数前先复制一份工程，用日期和修改内容命名，比如Doherty_3p5G_v2_offset_scan。ADS工程文件一旦损坏很难恢复，多做备份不亏。

5. 后续扩展与实际心得体会

5.1 从半理想到全实际架构

半理想架构验证通过后，下一步就是把理想传输线全部替换成微带线模型，然后做版图联合仿真。替换过程我已经提过，核心是每个元件的物理尺寸先用LineCalc算好，再在ADS里做一次Momentum电磁仿真验证。这个阶段常见的问题是微带线的拐角、T型节、焊盘带来的寄生电容会让匹配偏移，所以电磁仿真后通常需要微调一段线长。

另外，CGH40010F这种封装的器件在版图里要充分考虑封装引脚和PCB焊盘的过渡，这些寄生在初次仿真时能忽略，但在30W级别的电路里，几pF的寄生可能让效率和稳定性同时恶化。

5.2 关于CGH40010F的一些个人体会

CGH40010F做Doherty是一个“粮草充足”的选择。它的模型成熟度很高，网上可以找到官方参考设计，负载牵引数据和实测曲线也都公开，新手拿来做学习验证非常合适。但也要知道，这个器件其实是单管10W级别的，对称Doherty合成功放的理论峰值输出在40dBm左右，做实际基站功放功率不够，通常还要再加末级或搭配合路器扩容。所以这个项目的定位更偏向“把Doherty原理彻底吃透”，而不是直接造一个可以上基站的模块。

CGH40010F在3.5GHz附近的增益会明显低于2.4GHz，如果你要做的频段偏高频，匹配网络损耗会更敏感，半导体器件本身也更容易出现不稳。做高频Doherty时，输入端匹配网络的Q值要控制在合理区间，尽量避免使用高阻抗微带线走太长。

5.3 这个项目后续还能怎么扩展

如果想继续深入，我建议把对称Doherty改成非对称。比如把峰值放大器换成CGH40045F，或者将两个CGH40010F的栅极面积配置不同，做成载波和峰值功率比为1:2的非对称结构。非对称Doherty能做更深的回退，比如8dB甚至10dB，这对现代通信信号更有吸引力，但设计和调试的复杂度也更高。

另一个值得做的扩展是数字预失真和Doherty联合仿真。用ADS的电路-系统协同仿真，把Doherty功放的非线性行为提取成AM-AM和AM-PM曲线，再配合DPD模型做线性化评估。这对基站功放设计来说是必经之路。

最后再分享一个调试心得：不管仿真做到哪一步，都先用小信号S参数验证电路的基本阻抗和相位关系，再用大信号谐波平衡验证效率。跳过小信号直接上大信号，遇到问题时会分不清是匹配错、相位错还是偏置错。我在第一次做半理想Doherty时就是急着看效率曲线，结果效率曲线低得离谱，排查了半天才发现是峰值支路的相位补偿线没有加，输出功率绝大部分在合成点抵消掉了。先把每一步的基础验证做扎实，后面就没那么痛苦了。

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